電源紋波測試方法精選(九篇)

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第1篇：電源紋波測試方法范文

關鍵詞：單級；LED驅動電源；功率因數(shù)校正；頻閃

引言

文章基于單級有源功率因數(shù)校正的LED驅動電源，根據(jù)頻閃的定義、波動深度的表達式，采用JW1220芯片設計相應的去紋波電路，達到無頻閃的效果。

1 頻閃和波動深度

1.1 頻閃定義

頻閃就是指開關周期內(nèi)光的不斷波動。開關周期就是閃爍頻率，根據(jù)不可察覺的閃爍頻率和波動深度函數(shù)關系，即波動深度隨驅動電流頻率的函數(shù)關系，加利福尼亞的Jim Benya研究發(fā)現(xiàn)：輸出電流的開關周期應該大于2kHz，這樣人的眼睛才不會產(chǎn)生“視覺暫留”現(xiàn)象。

1.2 波動深度的定義

波動深度的表達式也稱邁克爾遜對比公式，即為最大和最小亮度之差除以最大和最小亮度之和。圖1是波動關系示意圖，由圖可知，波動深度（閃爍百分數(shù)）的表達式為：

由正向電流與光強關系可以知道兩者基本上成正比關系，由于光通量和光強也成正比關系，因此我們可認為電流和光通量成正比關系。則波動深度也可表示為：

式中，Imax-輸出電流的最大值（mA）；Imin-輸出電流的最小值（mA）。輸出電流的最大值和最小值都是指LED驅動電源輸出直流上的交流成分的最大值和最小值。

從上述可知，在對人無影響的前提下，隨著閃爍頻率越來越大，波動深度的值越來越高，實驗表明，頻閃波動深度小于5%的光源發(fā)出的光，對人的眼睛不會造成疲勞。

2 方法和結果

為了解決電流紋波較大的問題，通常會接入較大容量的電解電容，但是電解電容的壽命嚴重制約著LED壽命，因此許多研究無電解電容的LED驅動驅動電源。但是由于沒有電解電容，驅動電流中含有兩倍工頻的交流成分，在50Hz市電下LED存在100Hz的頻閃。文章是從LED驅動電源輸出端出發(fā)，利用JW1220芯片組合一個相應的去紋波電路，降低輸出端直流電流中的交流成分，達到一個無頻閃的效果。

2.1 電路的原理

圖2是基于JW1220芯片的去紋波電路原理圖，該電路能達到LED無頻閃的效果，文章用的LED驅動電源是采用有源PFC芯片的Buck電路組成，其輸入電壓為220V，工頻50Hz，輸出電壓為77V，輸出電流為240mA。后接入去紋波電路，即去紋波電路的輸入電壓為77V，輸入電流為240mA。

電容器C2是一個集成電容器，C2的變換電壓作為一個參考電壓，外部MOSFET管Q2把LED電流紋波轉化為電壓紋波，確保恒定的電流流過LED，JW1220通過檢測外部MOSFET的運行狀態(tài)來變化C2的電壓，當Q2處于飽和狀態(tài)時，系統(tǒng)的效率比較低，改變C2電壓使VC引腳和ILED（輸出電流最大值）升高，電源的輸出電壓降低。相反，當Q2工作在線性區(qū)，LED電流調節(jié)回路是開放的，C2使得VC引腳電壓和ILED電流降低，電源輸出電壓升高，然后LED電流調節(jié)回路關閉，使得整個功耗減小以提高系統(tǒng)的效率。電流調節(jié)器檢測電阻R4和R5電壓等于參考電壓VC。為了消除電流紋波，C2電容值可以確定電流紋波的最終幅度，它的值應該足夠大，但是過大便會減慢動態(tài)響應。因此，正常情況下C2選取2.2uF或1uF相對合理。為了限制最大輸出電流尤其在短路狀態(tài)，VS引腳的最大電壓為2V，這樣R4和R5的選取應遵循：

根據(jù)輸入值，此電路的R4和R5選取1歐姆。

2.2 測試結果

無去紋波電路的輸出電壓電流波形，可計算出其波動深度為：

有去紋波電路的輸出電壓電流波形，可計算出其波動深為：

由上面數(shù)據(jù)對比可以看出，通過加入去紋波電路后，很好的濾除了輸出直流電流中的100Hz交流成分，并且實現(xiàn)了紋波達到了5%以內(nèi)。實驗結果驗證了去紋波電路的有效性。

3 結束語

文章通過闡述頻閃和波動深度定義，對LED頻閃有了具體的了解。闡述為了消除電解電容提高LED驅動電源壽命的幾種方法。提出了一種基于JW1220芯片的去紋波電路，并且通過實驗測試，驗證了電路的有效性，也滿足了市場對LED驅動電源的要求：高功率因數(shù)，波動深度小于5%。達到了LED無頻閃的效果。

參考文獻

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第2篇：電源紋波測試方法范文

【關鍵詞】開關型；直流穩(wěn)壓電源；探究；電路設計

【中圖分類號】G64【文獻標識碼】A【文章編號】2095-3089（2016）04-0163-02

在電力電子技術的不斷發(fā)展與技術革新下，開關型直流穩(wěn)壓電源以其自身的工作表現(xiàn)與其可靠性成為我國電力系統(tǒng)中廣泛使用的一種設備。在實際應用中，開關型直流穩(wěn)壓電源自重輕，工作內(nèi)故障低，工作效率高，且其性價比占優(yōu)勢，并具有功耗曉得良好表現(xiàn)。相比于其他開關型電源，開關型穩(wěn)壓電源應用范圍廣，競爭力強，特別是對于粒子加速器等電源應用范圍來說，開關型穩(wěn)壓電源具有著良好的專業(yè)性與穩(wěn)定性。通過對于開關型穩(wěn)壓電源的技術標準研讀與相關的影響因素分析，目前此類技術研究區(qū)域人員都是采用移相控制橋來對DC/DC變換小信號模式進行開關型穩(wěn)壓電源的電路設計。

1.對于動態(tài)小信號模型的相關闡述

對于動態(tài)小信號模型來說，不同的模型選取進而得到的設計結果都會存在差異。所以，在模型的選取上，應根據(jù)其實際情況進行分析與配置。對于開關電源來說，其本質是作為一個非線性的控制對象在進行工作，如果要對其進行成功的設計與分析，那么在進行指導建模時，應以近似建立在其穩(wěn)態(tài)時的小信號擾動模型為依據(jù)。這一思路一方面取決于小信號擾動模式穩(wěn)態(tài)時具有與設計目標相近的工作表現(xiàn)；另一方面也是由于這樣的模型對于大范圍擾動時的擬態(tài)不夠精準，會造成相應結論的誤差或偏差?；诖耍孕⌒盘枖_動模型來進行開關型穩(wěn)壓電源的電路設計是保證其最終設計結果滿足設計要求的必要條件。

2.開關型穩(wěn)壓電源的相關性能指標

2.1性能指標之穩(wěn)定性

通過相關數(shù)據(jù)與實踐結果研究表明，在不同的開關型穩(wěn)壓電源系統(tǒng)設計下，會產(chǎn)生不同程度的魯棒性。而在暫態(tài)特性方面，其表現(xiàn)也會相應提高。但對于直流新穩(wěn)壓電源來說，其系統(tǒng)下對于增益余量的要求是大于或等于40dB，對于相位余量的要求則是大于或等于30dB。

2.2性能指標之瞬間響應指標

當開關電源處于非穩(wěn)定狀態(tài)下，由于其所受的干擾，輸出量會出現(xiàn)相應的抖動現(xiàn)象。且其抖動量會隨著其干擾而變化，當干擾停止時，則其最終也會回到穩(wěn)定值，基于此，在對開關型穩(wěn)壓電源進行這方面的性能指標確定時，是以過沖幅度與動態(tài)恢復時間的長短來衡量其系統(tǒng)的動態(tài)特性的。在此定義下，瞬態(tài)響應指標內(nèi)容主要是表現(xiàn)為，如果穿越頻率越高，則其系統(tǒng)恢復到動態(tài)平衡點的時間就越短，另一方面，系統(tǒng)在干擾情況下所表現(xiàn)的過沖幅度與其相位余量呈相關性。

2.3性能指標之電源精度

在電源精度方面，其控制要求嚴格，一般其最終的電源精度誤差需要控制在設計目標的1‰以下，且其紋波不得在1‰以上?？紤]到紋波自身的分類有高頻與低頻兩種，而這兩種紋波是基于開頭頻率表現(xiàn)的。如高頻紋波就是受到開頭頻率的影響，必須通過濾波器進行控制。而低頻紋波則是受到電網(wǎng)波動的影響，必須通過系統(tǒng)的負反饋來進行控制。

3.關于開關型穩(wěn)壓電源的電路設計

3.1關于系統(tǒng)下的補償網(wǎng)絡與相關相關設計應用

目前來說，對于開關型直流穩(wěn)壓電源系統(tǒng)來說，其補償網(wǎng)絡是通過PI或者PID的算法來設計與制作的。也就是說，PI調節(jié)器的主要作用是對抗高頻紋波影響，也就是提高系統(tǒng)對于高頻干擾能力的抵抗性，但對于PI調節(jié)器來說，動態(tài)性差的缺點是無法忽視的。目前來說，實際應用中通過引入微分算法后可以有效提高系統(tǒng)的響應速度。但其缺點也顯而易見：一方面是由于零點的大量引入直接造成系統(tǒng)對于高頻信號的敏感度大幅度提高，放大器在此情況下，很容易產(chǎn)生堵塞現(xiàn)象；另一方面則是當開關紋波的放大倍數(shù)得到增大時，放大器也會隨之進入非線性區(qū)，這結果只會造成整個系統(tǒng)的不穩(wěn)定。目前來說，對于這些缺陷是以超前滯后的方法來進行補償?shù)摹?/p>

3.2關于開關型穩(wěn)壓電源的電路設計原理

3.2.1理想性技術指標如下：（1）輸入交流：電壓220V（50—60Hz）；（2）輸出直流：電壓5V，輸出電流3A；輸入交流電壓在180—250V區(qū)間變化時，輸出電壓相對變化量應小于2%；（4）輸出電阻R0<0.1歐；（5）輸出最大紋波電壓<10mv。3.2.2關于開關型穩(wěn)壓電源的基本工作原理。當線性自流穩(wěn)壓電源處于低頻率工作狀態(tài)下時，那么調整管的工作由于其體積大，則其效率相應低，但當其調整管工作處于開關狀態(tài)下時，那么其的工作表現(xiàn)就為體積小，效率高。

3.3開關型穩(wěn)壓電源的電路設計探究

從以上論述可以看出，開關型直流穩(wěn)壓電源系統(tǒng)其低功耗的特點是由于晶體管位于開關工作狀態(tài)下時，對于功率調整管的功耗要求低。特別是對于理想狀態(tài)下的晶體管來說，當其處于一種截止狀態(tài)時，晶體管所經(jīng)過的電流為0，相應的功耗也就為0；另一方面，由于開關型穩(wěn)壓電源系統(tǒng)的穿越頻率較高，所以對于電路的動態(tài)響應速度得以提高，而且整個系統(tǒng)的響應速度不受低通濾波器的影響；另外，相對于直流470V的電壓來說，并環(huán)穿越頻率遠未達到這一頻率，輸出只為48V，特別是其電壓穩(wěn)定性方式，經(jīng)過測試，其低頻紋波穩(wěn)定率都在0.996以上，完全滿足了設計要求。

4.結語

綜上所述，在進行開關型穩(wěn)壓電源的電路設計時，小信號的模型選擇是關鍵點。為了進一步提高開關型穩(wěn)壓電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性，超前滯后網(wǎng)絡補償原理有效地彌補了精度電源的紋波限制高的問題。通過實踐也表明，開關型穩(wěn)壓電源的適用性非常強，必將為人們生活提供更好的服務。

參考文獻：

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第3篇：電源紋波測試方法范文

[關鍵詞]移相全橋；數(shù)字控制；延時補償

中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2015）12-0119-02

1 引言

隨著微控制器和數(shù)字信號處理器的快速發(fā)展，電力電子行業(yè)中，開關電源的控制方式開始由模擬控制向數(shù)字控制的方向轉變。與模擬控制相比，數(shù)字控制具有溫漂小、抗干擾能力強、一致性好、易于標準化、控制方式靈活等優(yōu)點。但同時數(shù)字控制也存在著一些問題，其中最主要一點就是采樣和計算延時。在數(shù)字控制系統(tǒng)中，離散化的采樣和計算過程會給系統(tǒng)帶來延時影響，這種延時實際上相當于給系統(tǒng)增加了一個滯后環(huán)節(jié)，系統(tǒng)控制的穩(wěn)定范圍會受到影響。為提高數(shù)字控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性，改善動態(tài)響應速度，對延時進行預估補償就變得必不可少[1-3]。

本文提出了一種延時預估補償控制算法，在時刻，通過預先估計時刻的輸出而獲得預測控制變量，使延遲的被調量超前反應到控制器，從而補償系統(tǒng)的時延[4-6]。在30A/48V移相全橋DCDC數(shù)字電源樣機中對此控制算法進行測試，驗證了此算法的正確性。

2 延時預估補償控制算法

在傳統(tǒng)的離散控制系統(tǒng)中，通過計算時的控制變量來控制時的輸出量。而預估法在時通過預先估計時的輸出而獲得預測控制變量，使延遲的被調量超前反應到控制器，從而補償系統(tǒng)的時延。

3 系統(tǒng)描述

移相全橋DCDC變換電路由4個功率開關MOS管組成，通過控制開關管的通斷順序和通斷時間，實現(xiàn)零電壓零電流開關；高頻變壓器起到隔離與降壓的作用；整流濾波電路實現(xiàn)對變壓器副邊的高頻電壓進行整流和濾波。數(shù)字控制系統(tǒng)對輸出電壓和輸出電流進行閉環(huán)控制，將檢測到的輸出電壓和電流信號送入AD，與設定值比較后，通過控制算法產(chǎn)生PWM驅動信號，控制功率開關MOS管的通斷，以得到相應的輸出電壓和電流值。

4 軟件實現(xiàn)

系統(tǒng)的軟件架構采用主程序和中斷執(zhí)行代碼方式工作，所有對時間要求嚴格的代碼均在中斷中執(zhí)行，對時間沒有嚴格要求的代碼在主循環(huán)中執(zhí)行。其中AD采樣、保護、控制算法等控制環(huán)節(jié)需要在定時中斷中完成。

根據(jù)控制策略，在周期內(nèi)，采樣輸出電壓，在周期內(nèi)，采樣輸出電壓，根據(jù)延時預估補償公式（6），則得到補償輸出電壓，經(jīng)過PI控制，得到控制調節(jié)量，作為周期的調節(jié)控制量，周期內(nèi)，采樣輸出電壓，仍使用作為周期的調節(jié)控制量，周期內(nèi)，采樣輸出電壓，補償輸出電壓，經(jīng)過PI控制，得到控制調節(jié)量，作為周期的調節(jié)控制量。由上所述，輸出電壓每個控制周期采集一次，其中偶數(shù)周期內(nèi)計算補償輸出電壓，得到預估調節(jié)控制量，調節(jié)控制量每兩個控制周期更新一次。圖3給出控制環(huán)節(jié)的定時器中斷流程圖。

5 實驗結果

在30A/48V移相全橋DCDC數(shù)字電源樣機中對此控制算法進行測試，測試項目包括穩(wěn)壓精度、紋波和動態(tài)特性。對于穩(wěn)壓精度和紋波的測試，主要觀察負載變化對穩(wěn)壓效果和紋波的影響，如表1所示：

由實驗數(shù)據(jù)可知，在不同負載情況下，該系統(tǒng)的穩(wěn)壓精度不超過±0.1%，最大紋波不超過200mV。

由實驗數(shù)據(jù)可知，輸出穩(wěn)態(tài)電壓時出現(xiàn)切換負載，在輸出端的最高電壓不大于105%的設定值。

6 結論

本文針對數(shù)字控制中的延時問題，提出了一種延時預估補償控制算法，并將此算法應用于移相全橋DCDC數(shù)字電源系統(tǒng)中。實驗結果表明，該設計方案可行，各項指標均滿足要求。

參考文獻

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第4篇：電源紋波測試方法范文

【關鍵詞】LED;高頻低功耗轉換器;采樣;TLV5616

1.引言

根據(jù)能量來源的不同，LED驅動電路總體上可分為兩類，一是AC/DC轉換，能量來自交流市電，二是DC/DC轉換，能量來自干電池、可充電電池、蓄電池等。根據(jù)LED驅動原理的不同，又可以分為線性驅動電路和開關驅動電路。線性電路成本低，價格便宜，但效率較低，一般不會超過60 %。開關電路效率高，一般可達80 %左右，成本稍高。TPS61040作為一種高效BOOST的LED驅動芯片，輸入電壓的動態(tài)范圍為1.8V～6.0V（實際測得最低可以到1.5V），而輸出最高可達28V，其峰值400mA的輸出電流意味著最大可以驅動數(shù)十個LED。

2.總體電路設計

總體電路設計如圖1所示，整個系統(tǒng)采用3.3V電壓供電，系統(tǒng)主控芯片MSP430F149負責對輸出電流值進行采樣并顯示，并能夠通過12位超低功耗串行接口的數(shù)模轉換器TLV5616對基準電壓進行控制，從而達到控制輸出電流的目的。為提高軟件設計性能，按鍵部分采用中斷的方式對輸出電流值實現(xiàn)1-22mA每次步進3mA的加減循環(huán)步進。

圖1 總體設計框圖

3.總體設計恒力源驅動部分

驅動電路采用TI公司的DC/DC芯片TPS61040，它是一款高頻低功耗升壓轉換器，專門用于中、小型LCD偏壓和白光LED背光照明。

3.1 TPS61040的封裝及引腳說明

TPS61040采用SOT-23-5或SON-6封裝，其引腳功能說明如表1所示。

表1 TPS61040引腳功能說明

引腳名稱 引腳號 引腳功能說明

SOT-23 SON-6

EN 4 3 使能端。當該引腳接地時，芯片處于關斷模式，工作電流小于1uA

FB 3 4 反饋端。通過反饋原件與輸出端相連，

從而控制輸出電壓

GND 2 1 地

NC NC 5 無連接

SW 1 6 開關端。外接電感和肖特基二極管，內(nèi)部與功率MOS管漏極連接

Vin 5 2 電源端

3.2 TPS61040作為恒流源的典型應用電路

用TPS61040作為恒流的LED驅動芯片，電路可以采用兩種形式：采用PWM控制或基準電壓控制，分別如圖2和圖3所示。TPS61040的FB（反饋）腳檢測輸出電壓，只要反饋電壓低于參考電壓（典型值1.233V），則內(nèi)部開關管Q1導通，電流增大;當電感L1電流達到內(nèi)部設置峰值電流ILM（400mA）時Q1截止，另外為應付極端條件以限制最大導通時間，在導通時間超過6us（典型值）時Q1也會截止。當Q1關斷時，流過L1的電流中斷會升高電感上的電壓，使外部的肖特基二極管D1正偏并導通，D1作續(xù)流二極管保證電流輸出，為輸出電容器C1充電至一個較高電壓，這個電壓高于單獨的輸入電壓VIN。

在實際控制中，采用PWM的方式不需要外接其他原件，可以直接用單片機產(chǎn)生PWM波，通過改變其占空比實現(xiàn)對電流的控制，但TPS61040作為BOOST芯片，本來就有開關帶來的紋波，采用PWM方式的紋波會比較大，也不利于對輸出電流的采樣。采用基準電壓控制的方法，需要外加一個DA芯片，增加了成本，但是其控制方式簡單精確，產(chǎn)生紋波小，利于采樣及反饋控制。本設計采用基準電壓控制的方法，通過對FB端的反饋電壓（VFB=1.233V）的改變控制輸出電流，而使用FB端控制TPS61040輸出時，其輸出電流與DAC輸出電壓成反比且非線性，故使用了12位數(shù)模轉換器TLV5616來控制恒流驅動電路，其在3.3V基準電壓時精度可達0.008mV，可滿足一次步進3mA的設計需要，同時二極管使用肖特基二極管以實現(xiàn)高頻開關和高效率。

TPS61040的最大開關頻率可達1MHZ，電感與額定負載電流，輸入和輸出電壓一起決定開關頻率：

式中，Ip為峰值電流，L為所選電感大小，大約10-50uH左右，電感值選取越小，開關頻率越大，輸出的紋波也就越小，可以根據(jù)具體輸出精度要求選取電感大小。VIN（max）是最大開關頻率時的最小輸入電壓，本設計按鍵設定電路最大輸出電流為22mA，TPS61040的峰值電流為400mA，根據(jù)下式計算得最大轉換頻率，，滿足條件，則接下來需要計算最大負荷電流：

式中，是預計的最大轉換頻率，η是期望的轉換效率，一般在75%-85%。

則最大輸出電流ILOAD（MAX）=0.4A，大于最大輸出電流22mA，滿足設計要求。

4.測試

4.1 電流精度測試

由于電源電壓的非完全穩(wěn)定輸出導致了DAC基準電壓的變化，從而使得控制信號的不穩(wěn)定，造成了平均電流的出現(xiàn)的范圍允許的誤差。

4.2 系統(tǒng)轉換效率

給定輸入電壓3.3V，當輸入電流0.1A，輸出電壓16.7V，輸出電流16mA，此時的轉換效率為80.97%。當輸出電流達到22mA時，輸出電壓17.74V，輸入電流為0.14A，此時轉換效率達到84.47%。

5.結論

本設計使用TPS61040，結合單片機控制，提供了一種高效率，可循環(huán)步進設定輸出電流的LED驅動電路，轉換效率較高，電路簡潔易控制，克服了現(xiàn)有LED驅動電路中，存在的效率低，電路復雜的缺陷。在測試后發(fā)現(xiàn)，當輸出電流較小時，由于單片機并沒有采用低功耗模式，系統(tǒng)轉換效率不到70%，可以通過啟動MSP430的低功耗減小在單片機上的電能消耗，另外在電路的FB反饋端使用一小電容接地，可使反饋引腳的紋波電壓降到50mV以下，從而更加精準的控制輸出電流。

參考文獻

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第5篇：電源紋波測試方法范文

【關鍵詞】鎖相環(huán)；高穩(wěn)定度；相位噪聲

一、引言

本文介紹一種高穩(wěn)定度和相位噪聲的鎖相環(huán)設計，適用于對頻率源指標要求較高，鎖定時間要求較低的場合，而且相對于單個高穩(wěn)定度和相位噪聲的頻率源來說成本較低。

鎖相環(huán)電路是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路，它的基本原理是利用相位誤差電壓取消除頻率誤差，所以當電路達到平衡之后，雖然有剩余相位誤差存在，但頻率誤差可以降低到零，從而實現(xiàn)無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。而且鎖相環(huán)電路還具有科研不用電感線圈、易于集成化、性能優(yōu)越等許多有點，因此廣泛用于通信、雷達、制導、導航、儀表和電機都方面。

圖1是一個鎖相環(huán)的構成框圖，PLL電路基本上由下述三大部分組成：

鑒相器（phase Detector或phase Comparator）鑒相器用于檢測兩個輸入信號的相位差；環(huán)路濾波器（loop Filter）是將鑒相器輸出含有紋波的電流信號平均化，將此變換為交流成分少的直流信號的低通濾波器。環(huán)路濾波器除濾除紋波功能外，還有一種重要作用，即決定穩(wěn)定進行PLL環(huán)路控制的傳輸特性；壓控振蕩器（Voltage Controlled Osillator）就是用輸入直流信號控制振蕩頻率，他是一種可變頻率振蕩器。

隨著電子技術的發(fā)展，要求信號的頻率越來越穩(wěn)定，一般的振蕩器已經(jīng)不能滿足要求，于是出現(xiàn)了高準確度和高穩(wěn)定度的時鐘振蕩源。但是高穩(wěn)定度的時鐘振蕩源價格比較昂貴，對于成本的節(jié)約上有很大的限制。于是利用鎖相環(huán)技術產(chǎn)生高精度高穩(wěn)定度的頻率源應運而生，只需要一個成本不高的時鐘源和一個高穩(wěn)晶振就可以實現(xiàn)高精度和高穩(wěn)定度的時鐘頻率輸出，圖2是一個高穩(wěn)定度鎖相環(huán)的框圖電路。

二、電路框圖

本文利用的是單片機STC12C5410AD和鑒相器芯片ADF4001以及一個高穩(wěn)壓控晶振實現(xiàn)鎖相環(huán)電路，電路框圖如圖3所示。

1.器件選擇

單片機用普通的單片機即可，本設計使用的是STC系列單片機，也可以使用51系列的單片機；ADF4001是AD公司的一款鑒相器芯片，最大輸出頻率可到200MHz，它內(nèi)部含有一個13位、一個14位的分頻器，可以對輸入頻率進行分頻，使鑒相頻率一致；高穩(wěn)定度的壓控晶振可以自己選擇，適合自己要求的，表1是我們自己選擇的恒溫晶振部分指標。

2.環(huán)路設計

環(huán)路濾波器的設計是鎖相環(huán)的重點，它決定了鎖相環(huán)的指標好壞。環(huán)路濾波器的設計關鍵在環(huán)路帶寬上，環(huán)路帶寬會影響鎖定時間、相位噪聲和短穩(wěn)等指標。環(huán)路帶寬與鎖定時間成反比關系；大于環(huán)路帶寬部分的相位噪聲由晶振決定，小于環(huán)路帶寬部分的相位噪聲由參考信號決定。環(huán)路濾波器的設計方法比較多，各有優(yōu)勢，下面是本設計采用的參數(shù)計算方法，環(huán)路帶寬設置為0.5Hz、相位裕度45°，鑒相頻率100kHz。采用三階無源濾波器。圖4是我們的三階無源濾波器電路。

首先已知相位裕度φ、參考頻率fc、鑒相頻率fcomp、壓控靈敏度Kv、鑒相靈敏度Kφ、輸出頻率fout、時間常數(shù)T31（取0到1之間）。

根據(jù)以上公式和已知條件，即可計算除電路中各個元器件的值。當然這只是一種環(huán)路濾波器的計算方法，也可以使用AD公司提供的ADIsimPLL軟件進行計算，各有優(yōu)缺點。

一般環(huán)路濾波器首選無源濾波器，因為無源濾波器相對于有源濾波器來說，引入的相位噪聲更小一點。除非壓控電壓超出了無源濾波器的輸出電壓范圍，我們才選擇有源濾波器。

3.軟件部分

4.注意問題

（1）電源

因為我們使用的是高靈敏度的壓控晶振，對電壓特別敏感，所以在處理電源濾波上要非常到位，特別是ADF4001的供電電壓必須適用穩(wěn)定度高的穩(wěn)壓器，因為供電電壓直接影響器件內(nèi)部電荷泵的電流，從而影響環(huán)路輸出電壓，導致晶振輸出穩(wěn)定度變差。我們在鑒相器電源引腳一次放置0.1uF、0.01uF、100pF的電容，最大限度濾除電源線上的干擾。還在電源線上串一個小電阻，進一步對噪聲進行隔離。

（2）VCO的輸出功率分配

VCO的輸出通過一個簡單的電阻網(wǎng)絡，將各個端口匹配到50歐姆，如圖所示，利用三個18歐姆的電阻組成的T型網(wǎng)絡完成。這樣做會使B點和C點的功率比A點的功率低6dB，設計中應該注意。圖5是輸出功率的電阻分配圖。

總之，要取得良好的相位噪聲和短穩(wěn)，要在各個方面進行改進，還應該注意以下的問題：

1）PLL芯片工作的電源紋波足夠低——不會惡化噪聲基底

2）PLL芯片的RF反饋輸入（VCO的輸出）具有合適的驅動能力——不容許計數(shù)器錯誤計數(shù)

3）PLL芯片的REF參考輸入具有合適的驅動能力——不容許計數(shù)器錯誤。

4）PLL環(huán)路濾波器的電阻不會增加任何額外噪聲——不高于熱噪聲

5）VCO的工作電壓紋波足夠小——不會惡化由于頻率牽引引起的相位噪聲。

6）環(huán)路濾波器屏蔽足夠好——VCO控制線上不會串入其他干擾信號，防止來源于數(shù)字電路的窄脈沖信號出現(xiàn)在濾波器的輸入端并直接耦合到輸出端。

三、測試結果

經(jīng)過不斷的調試，測試結果如表2

由測試結果科研看出，經(jīng)過鎖相環(huán)之后，穩(wěn)定度和相位噪聲的指標跟晶振的指標基本一致，改善了時鐘源的指標。

四、結束語

本文所設計的高穩(wěn)定度和相位噪聲的鎖相環(huán)設計，適用于對頻率源指標要求較高，鎖定時間要求較低的場合，而且相對于單個高穩(wěn)定度和相位噪聲的頻率源來說成本較低。由于本人水平有限以及研究場合等因素制約，難免會存在一些瑕疵，仍需近深入研究，來實現(xiàn)進一步的完善和提高。

參考文獻

[1]姜艷波，等編著.穩(wěn)態(tài)電路與鎖相環(huán)電路實例——CMOS數(shù)字集成電路應用百例[M].化學工業(yè)出版社，2009—05.

[2]黃智偉.鎖相環(huán)與頻率合成器電路設計[M].西安電子科技大學出版社，2008—10.

[3]F.M.Gardner，Phaselock Techniques，2nd ed.，Wiley，New York，1979.

作者簡介：

程開明（1982—），男，陜西乾縣人，大學本科，西安電子科技大學工程碩士研究生在讀，現(xiàn)供職于陜西黃河集團有限公司，研究方向：微波通信。

第6篇：電源紋波測試方法范文

關鍵字： 工作模式； 同一拓撲； 循環(huán)使用； 電源箱

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）22?0147?03

0 引 言

多功能電源系統(tǒng)共用一個主電路拓撲結構，通過外部參數(shù)設定，控制電源系統(tǒng)工作在不同的狀態(tài)，滿足不同場合的需求。本文設計的電源箱系統(tǒng)，通過三波段開關切換，能夠滿足艦船遠洋和陸路兩種場合的應用。

由于電源箱系統(tǒng)最大輸出功率為400 W，功率變換器選擇正激電路拓撲是比較合適的[1]。但單管正激電路在主功率管關斷的時候，承受的反壓比較高，電壓越高功率管的價格也越高，而且極易造成擊穿，電路的可靠性也就下降。如果用雙管正激電路，兩個晶體管平均分擔關斷時的電壓，在降低電路成本的同時，也提高了電路的可靠性。

1 電源箱系統(tǒng)的設計方案

電源箱系統(tǒng)工作在三種模式，分別是有市電的情況下，DC 28 V恒壓輸出。無市電的情況下，電池電壓輸出；有市電輸入，不需對外供給能量時，給電池充電，以備下次使用。系統(tǒng)的總體框圖如圖1所示。在圖1中，“1”為切換開關的默認狀態(tài)，表示開關切換至市電AC 220 V輸入，DC 28 V輸出的工作方式；“2”表示開關切換至電池提供能量，輸出電壓為電池電壓的工作狀態(tài)，“3”表示有市電AC 220 V輸入，功率變換器給電池恒流充電的工作方式。圖中，表示控制信號的流向，表示主功率的流向。

2 電源箱系統(tǒng)的電路設計

2.1 電池選擇及其參數(shù)計算

綜合電源箱對電池體積、重量和電量的要求，本文選擇材質為磷酸鐵鋰電池，每節(jié)電池滿電壓為3.3 V，容量為9 A·h，9節(jié)串聯(lián)，充電率為0.3 C，重量為2.5 kg，體積為275 mm×210 mm×75 mm。根據(jù)電池生產(chǎn)廠家提供的參數(shù)，可以算出電池滿電壓為[9×3.3=29.7 V]，功率變換器設置充電電壓不低于此電壓，考慮到電池本身的“虛電”特性，本文設計電池充滿電壓為30.3 V。電池的充電電流為[9×0.3=2.7 A]，為了保證電池的使用安全，設計充電電流為2 A，電池最低放電電壓不低于26 V。

2.2 功率變換器的拓撲結構及主功率管驅動電路

雙管正激電路拓撲如圖2所示，由于兩個嵌位二極管VD1和VD2的作用，限制了在VF1和VF2關斷時所受的最大反壓均為直流輸入電壓VDC與二極管壓降VD之和。電路的工作原理如下：

主功率管VF1和VF2同時導通或同時關斷。副邊繞組由于主功率管的導通有了感應電動勢。副邊繞組、二極管VD3很快建立電流，其速度受制于變壓器和副邊電路的漏電感。因為在導通瞬間L1上流過的電流IL在導通時保持不變。所以，由于VD3的電流建立，二極管VD4的電流比隨之同等的快速減小。當VD3中的正向電流增加到原先流過VD4的電流時，VD4轉為關斷。與此同時開始了正激電路能量傳遞的狀態(tài)。

圖2中的兩個主功率管VF1和VF2同時開通或關斷，但不共地，本文采用常用的UC2845系列驅動芯片，VF1和驅動芯片共地，可以直接由此芯片驅動，VF2的驅動信號由VF1的驅動信號變換得到，電路如圖3所示。圖中T2為驅動變壓器，VD5和VD6為18 V的穩(wěn)壓二極管，C7為隔直電容。

2.3 電源箱系統(tǒng)工作方式的實現(xiàn)

電源箱系統(tǒng)的第“1”和第“3”工作方式共用一套主功率變換器，通過外部的三波段開關切換工作模式。圖4為模式切換的控制電路。在圖4中，充電控制開關在默認狀態(tài)下為低電平，三極管VT4和VT5不導通。電阻R19和R20是主功率回路的采樣電阻，當主回路的電流小于120%的額定電流時，輸出的Iout信號小于2.5 V，低于電流控制的給定電壓（運算放大器N2B的負向輸入端）2.5 V，N2B輸出低電平，二極管VD10不導通。電壓環(huán)的給定電壓也為2.5 V，電壓反饋取自R43，R44和R49的分壓，合理分配它們之間的比值，主功率變換器輸出恒定的DC 28 V電壓。如果主回路的電流超過120%的額定電流， N2B輸出高電平，二極管VD10導通，R44分壓得到的電壓升高，從而使輸出電壓降低，電路轉入恒流控制，輸出功率不再增加，電路保護。

當波段開關切換到模式“3”，充電控制開關信號為高電平，三極管VT4和VT5導通。此時的電流控制給定電壓為0.5 V，如果主回路的電流超過2 A時，VD10就能夠導通，從而拉低了輸出電壓，使充電電流一直維持在2 A，一直到電池充滿。VT4導通后，R44和R37并聯(lián)后的等效電阻比R44小，而電壓環(huán)的給定電壓信號不變，致使電路輸出電壓高于模式“1”的輸出電壓，克服了電池的“虛電”特性。當波段開關切換到模式“2”，電池對外提供能量，此時輸出電壓即為電池的電壓。由于無市電AC 220 V輸入，正激電路不工作。

3 電源箱系統(tǒng)試驗數(shù)據(jù)

電池試驗參數(shù)如下：

在做電源箱試驗時，應首先使波段開關切換至模式“3”，對電池進行充電。充滿后，才能切換至模式“2”的工作方式，進行電池放電性能的測試。根據(jù)任務書要求，先對電池進行大電流放電，后進行小電流放電。充電試驗數(shù)據(jù)如表1所示。

在30 min的時間內(nèi)，電池電壓達到30.1 V，電池充滿，此模式的紋波電壓均小于100 mV。充滿后進行放電試驗，試驗數(shù)據(jù)如表2所示。在空載時，電池電壓為29.9 V，加入大負載后，分別在第1，11，21 min測試輸出電壓，由于切換開關消耗的電壓，此時輸出電壓略低于電池本身的電壓，但高于26 V，滿足設計要求。表3是工作在模式“1”，在額定負載的條件下測試的輸出電壓及其紋波電壓，在1 h之內(nèi)，功率變換器達到穩(wěn)定狀態(tài)，紋波也小于100 mV，滿足設計需要。

4 結 語

本文設計的電源箱系統(tǒng)能夠實現(xiàn)三種功能：即為市電輸入，DC 28 V輸出；市電輸入，電池充電；無市電輸入，電池輸出。三種工作方式通過手動開關切換。電路拓撲選擇采用雙管正激電路，控制方式既能實現(xiàn)恒壓，也能實現(xiàn)電池恒流充電。試驗指標合格，能夠滿足艦船陸地和岸基供電系統(tǒng)的要求。

表2 放電試驗和紋波參數(shù)記錄表格

表3 市電輸入時，功率變換器的實驗數(shù)據(jù)

參考文獻

[1] 張占松 蔡宣三.開關電源的原理與設計（修訂版）[M].北京：電子工業(yè)出版社，2004.

[2] 李定宣.開關穩(wěn)定電源設計與應用[M].北京：中國電力出版社，2006.

[3] 王金保.新編電子變壓器手冊[M].沈陽：遼寧科學技術出版社，2007.

[4] 李建林.電池儲能技術控制方法研究[J].電網(wǎng)與清潔能源，2012（12）：61?65.

[5] 趙錦成，解璞，劉金寧，等.混合能源互補供電在武器裝備中應用研究[J].電網(wǎng)與清潔能源，2011（3）：53?59.

第7篇：電源紋波測試方法范文

【關鍵詞】反激式；變壓器；開關電源；PI Expert

1.引言

近年來，開關電源的發(fā)展非常迅速。相對于線性電源，開關電源有著體積小、重量輕、效率高、抗干擾強、輸出電壓范圍寬和便于模塊化等優(yōu)點。開關電源分為隔離和非隔離兩種形式，而隔離式又有正激和反激兩種拓撲結構。

一般在中小功率電源場合，反激式開關電源往往最具性價比，因此被廣泛應用于家電、工業(yè)控制、通訊、LED照明等領域。但設計一款具有高性價比的開關電源并非易事，需要設計人員具備豐富的理論知識和實踐經(jīng)驗。按照傳統(tǒng)的手工設計方法，開關電源需要計算的參數(shù)變量非常多，工作量較大。為配合用戶進行開關電源的設計，Power Integrations公司推出了PI Expert電源設計軟件，大大地減輕了設計人員的工作量。該軟件簡單易用，靈活方便，是一種高效的開關電源設計工具。

2.反激式開關電源的基本原理

所謂反激式開關電源，是指當變壓器的初級線圈正好被直流電壓激勵時，變壓器的次級線圈沒有向負載提供功率輸出，而僅在變壓器初級線圈的激勵電壓被關斷后才向負載提供功率輸出，這種變壓器開關電源稱為反激式開關電源。反激式開關電源中的變壓器起著儲能元件的作用，可以看作是一對互相耦合的電感。在實際應用中，反激變換器又經(jīng)常被設計成不連續(xù)導通模式（DCM模式）和連續(xù)導通模式（CCM模式），以便根據(jù)具體的使用情況實現(xiàn)開關電源的最佳性能[1]。

反激式開關電源一般由電源整流濾波電路，開關芯片，高頻變壓器，漏極箝位電路，反饋電路和輸出濾波電路組成。電源濾波電路一方面消除來自電網(wǎng)的干擾，同時也防止開關電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散。輸入整流電路將電網(wǎng)輸入電壓進行整流濾波，為高頻變壓器提供直流電壓。開關芯片是開關電源的關鍵部分，選擇一款好的開關芯片對開關電源的性能起著重大的作用。變壓器是整個電源的核心，它把直流高電壓變換成低電壓，并且起到將輸出部分與輸入電網(wǎng)隔離的作用。漏極箝位電路的作用是當功率開關管（MOSFET）關斷時，對由高頻變壓器漏感所形成的尖峰電壓進行鉗位和吸收，以防止開關管因過電壓而損壞。反饋電路和輸出濾波電路也是開關電源不可缺少的部分，其設計的好壞直接關系著輸出電壓的穩(wěn)定性和質量。

3.PI Expert的主要功能和特點

PI Expert是一個自動化的圖形用戶界面（GUI）程序，通過接收用戶輸入的電源規(guī)格參數(shù)，自動生成基于PI系列IC設計的電源方案。PI Expert提供了構建和測試工作原型所需的一切信息，其中包括輸入電路、器件選擇、器件特性利用、箝位電路以及反饋電路在內(nèi)的完整示意圖和BOM。PI Expert還提供完整的磁特性設計，也可生成用于機械裝配的詳細繞制說明。PI Expert的最新版本為V9.0。

運用PI Expert設計開關電源有以下幾個步驟：

第一步：用設計向導新建一個設計。在向導中我們需要分別選擇開關電源的拓撲結構，開關芯片、開關頻率、外殼、反饋類型、輸入電壓類型，輸出參數(shù)和優(yōu)化參數(shù)。

第二步：選擇主輸出繞組的匝數(shù)范圍和磁芯選擇范圍，之后點擊完成設計便可生成一個初步的開關電源電路圖和設計參數(shù)列表。

第三步：補充參數(shù)。在PI Expert窗口左側的“設計樹試圖”中補充設置一些未設置過的參數(shù)，如主輸出電壓，輸出繞組疊加方式，EMI濾波結構等，設置完畢后點擊“開始優(yōu)化”即可完成。

第四步：手動調整。由于軟件根據(jù)自身的算法計算元器件的值，所以存在非標或不常用的問題，這會給物料采購帶來麻煩，這時候需要在合理的范圍內(nèi)調整器件的值。

設計完成后，PI Expert自動生成電路圖、設計結果表單、電路板布局、材料清單和變壓器構造示意圖，非常方便。

4.設計實例

本文基于PI Expert設計了一款兩路輸出（+5V/250mA，+12V/1A）的反激式開關電源，其輸入電壓為通用寬電壓85～265V。此電源采用PI公司TinySwitch-III系列產(chǎn)品中的TNY280PN作為開關芯片，高頻變壓器使用EE19磁芯，具有輸出過載和短路保護功能。

4.1 電路設計

PI Expert會根據(jù)用戶輸入的規(guī)格參數(shù)自動生成電路原理圖，其中，較為關鍵的參數(shù)有：

（1）輸出疊加方式：因為交流疊加式可提供較佳的交叉穩(wěn)壓和工作效率，故輸出繞組采用交流疊加的方式進行互連。

（2）反饋類型：為了得到較佳的穩(wěn)壓效果，此處選擇使用TL431作為反饋，并使用偏置繞組進一步減少開關電源的空載功耗。反饋電路的選擇直接決定著輸出電壓的穩(wěn)壓精度，反饋電路一般有初級反饋和次級反饋，次級反饋又有次級穩(wěn)壓管和次級TL431兩種電路形式。使用齊納二極管作為參考的次級側反饋電路在溫度變化時通?？商峁┘s±7%的輸出調整率，而帶TL-431的次級側反饋通常可為線電壓和負載漂移提供優(yōu)于±5%輸出電壓穩(wěn)壓精度[2]。

（3）漏極箝位電路：PI Expert提供了三類不同的箝位電路。軟件會根據(jù)電源的總輸出功率自動選擇最佳的箝位電路。由于此電源輸出功率在20W以下，故采用簡單的穩(wěn)壓二極管箝位電路。

PI Expert設計完成再手工調整后的開關電源原理圖如圖1所示。

4.2 高頻變壓器設計

設計高頻變壓器是設計開關電源最關鍵的一步。PI Expert在生成原理圖的同時自動生成變壓器的構造圖。調整PI Expert左側“設計樹視圖”中的“變壓器”和“繞組結構”參數(shù)即可調整變壓器的參數(shù)和結構。設計變壓器時需要注意以下兩點：

（1）為了減低漏感，功率最高的次級繞組應離變壓器的初級繞組最近。若某個次級繞組的圈數(shù)較少，則該繞組要橫跨繞線區(qū)域的整個寬度，以便改善耦合。

（2）由于此電源采用次級側的穩(wěn)壓方式，偏置繞組應位于初級繞組和次級繞組之間。當偏置繞組位于初級和次級之間時，它相當于一個連接至初級返回端的EMI屏蔽層，降低了電源產(chǎn)生的傳導EMI。

高頻變壓器的最終設計參數(shù)[3]如下：

磁芯型號：EE19

初級電感：880uH

初級繞組：漆包線，Φ0.2mm，87匝

偏置繞組：漆包線，Φ0.25mm，10匝

次級繞組1：三層絕緣線，Φ0.4mm，4匝

次級繞組2：三層絕緣線，Φ0.4mm，5匝

繞組順序（由里向外）：初級繞組，次級繞組2，次級繞組1，偏置繞組。

5.試驗結果及分析

根據(jù)以上的設計參數(shù)實際制作硬件進行試驗。

在額定負載情況下，當輸入電壓為220V時，實測開關電源的輸出電壓波形如圖2所示。從圖上可以看出，開關電源的輸出特性良好，電壓波動非常小。再測輸出的紋波波形如圖3所示，由圖上可以看出，5V的紋波普遍在±100mV左右，12V的紋波在±100mV以下，效果理想。額定負載情況下，當輸入電壓為85V時，測試輸出電壓的波動和紋波均在允許范圍內(nèi)，未出現(xiàn)電源復位重啟現(xiàn)象；當輸入電壓為265V時，測試輸出電壓的波動和紋波均在允許范圍內(nèi)，未出現(xiàn)電源復位重啟現(xiàn)象；再對電源作保護功能的測試。使開關電源的輸出過載或短路時，開關電源進入2.5s間隔的自動復位重啟保護；輸出負載正常時開關電源恢復正常工作。

6.結語

試驗證明本文基于PI Expert設計的反激式開關電源具有良好的工作性能和高可靠性。該電源結構簡單，具有輸出過載和短路等保護功能。PI Expert是一款高效的設計工具，借助PI Expert軟件可以大大縮短開關電源的開發(fā)周期。

參考文獻

[1]周志敏，周紀海，紀愛華.開關電源實用電路[M].北京：中國電力出版社，2006.

第8篇：電源紋波測試方法范文

關鍵詞： 負電壓電路； 開關電源； 參數(shù)分析； 電路設計

中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）15?0101?04

Design of negative voltage circuit based on LTC3863

LIU Yong1， WANG Xiao?zhe2

（1. Shaanxi Siyu Inforation Technology Co.， Ltd.， Xi’an 710075， China； 2. Shaaxi Changling Electrical Co.， Ltd.， Baoji 721006， China）

Abstract： Many circuits in modern electronic systems need negative voltage as the power supply or control signals. The traditional circuits using transformers has the disadvantages of big volume and low efficiency. The principle that produces the negative voltage is analyzed in this paper. A design method of negative voltage circuit based on LTC3863 is proposed in combination with actual application in engineering. The parameters of main components in the circuit are analyzed and calculated. The simulation and experimental results show that the circuit has the characteristics of high efficiency and small size， and can be widely used in embedded and hand?held terminal systems.

Keywords： negative voltage circuit； SMPS； parameter analysis； circuit design

0 引 言

隨著電子技術的提高以及電子產(chǎn)品的發(fā)展，一些系統(tǒng)中經(jīng)常會需要負電壓為其供電。例如在LCD背光系統(tǒng)中，會使用負電壓為其提供門極驅動和偏置電壓，在部分系統(tǒng)的運算放大器中，也經(jīng)常會使用正負對稱的偏置電壓為其供電。此外還有部分集成電路如AD835等、電子開關SW276等器件，也需要負電壓供電或作為控制端。通常所說的負電壓，只是相對于零電位參考點而言。根據(jù)所選擇的參考點，可以把電壓分為正電壓和負電壓。絕大多數(shù)情況下選擇大地作為電壓的參考點（零電位），高于大地電位的就是正電壓，反之就是負電壓。當然隨著電位參考點的變化，正負電壓的界定標準也會相應變化。一般而言，正電壓的低電平端是零電位，也就是通常說的大地端，而負電壓則相反，大地端的零電位恰恰是負電壓的高電平端。

要從一個正電壓源產(chǎn)生一個負電壓，一般原理是通過儲能器件的反向電勢，改變流經(jīng)負載中電流的方向從而產(chǎn)生負電壓，主要方法包括采用變壓器、開關電源等。其中變壓器法體積大，效率低；開關開關電源法設計參數(shù)計算比較麻煩，分立元器件使用得多，電路體積大。本文提出一種基于LTC3863的負電壓電路設計方法，在輸入3.5～60 V的條件下，可產(chǎn)生-12 V/1 A的負電壓，該電路使用元器件種類數(shù)量少，整個電路占空間小，具有出色的靈活性和輕負載效率，特別適合于嵌入式及手持終端等設備中使用。

1 負電壓產(chǎn)生原理

在電壓變換設計電路中，開關電源（SMPS）因其高效、靈活等特點，成為工程師的首選設計方案。根據(jù)電路拓撲的不同，開關電源可以將直流輸入電壓轉換成不同的直流輸出電壓。實際應用中存在多種拓撲結構，比較常見有三種基本類型，按照功能劃分為降壓（buck）、升壓（Boost）、升/降壓（Buck?Boost或反轉）。在以上三種拓撲結構中，Buck?Boost模式能產(chǎn)生負電壓，重點對其進行簡要分析。Buck?Boost模式電路一般都包括MOSFET開關、二極管、輸出電容和電感。MOSFET是拓撲中的有源受控元件，通常與控制器連接，控制器輸出脈寬調制（PWM）方波信號驅動MOSFET柵極，控制器件的關斷或導通。為了使輸出電壓保持穩(wěn)定，控制器檢測開關電源輸出電壓，并改變方波信號的占空比（D），即MOSFET在每個開關周期[（TS）]導通時間。D是方波導通時間和周期的比值[（TONTS），]直接影響開關電源的輸出電壓。MOSFET的導通和關斷狀態(tài)將電路分為兩個階段：充電階段和放電階段，充電期間電感所儲存的能量，在放電期間傳遞給輸出負載和電容上。基本電路簡化如圖1所示。

圖1 Buck?Boost模式簡化電路

在圖1中，[Vin]為輸入電源，[V1]為控制開關，[L1]為儲能電感，[V2]為整流二極管，[C2]為儲能濾波電容，[Vout]為輸出電壓。當控制開關[V1]接通的時候，輸入電源[Vin]開始對儲能電感[L]加電，流過儲能電感[L1]的電流開始上升，上升速度[didt=VinL，]同時電流的變化在儲能電感中也會產(chǎn)生磁場；當控制開關[V1]由接通轉為關斷的時候，儲能電感[L1]會產(chǎn)生反電動勢，使電流繼續(xù)流動，此時電流不斷下降，下降速率[didt=-VinL，]并通過整流二極管[V2]進行整流，再經(jīng)電容儲能濾波，然后向負載提供電流輸出。控制開關[V1]不斷地反復接通和關斷，在負載上就可以得到一個負極性的電壓輸出。

2 LTC3864特點及內(nèi)部結構

凌力爾特公司 （Linear Technology Corporation）的LTC3863是一款高性能的反相DC/DC開關電源轉換芯片，能夠從一個3.5 ～60 V[的正輸入范圍產(chǎn)生一個-0.4～]

-150 V的負輸出電壓。該器件采用單電感器拓撲以及一個有源[P]溝道MOSFET 開關和一個二極管，其高集成度可造就一款簡單和低組件數(shù)目的解決方案。LTC3863 有卓越的輕負載效率，在用戶可編程的突發(fā)模式（Burst Mode?）操作中僅吸收70 μA靜態(tài)電流。其峰值電流模式、恒定頻率PWM架構可提供電感器電流的正控制、簡易的環(huán)路補償和絕佳的環(huán)路動態(tài)特性。開關頻率能利用一個外部電阻器在50～850 kHz的范圍內(nèi)進行設置，而且可同步至一個75～750 kHz的外部時鐘。LTC3863提供了可編程軟起動或輸出跟蹤。安全功能包括過壓、過流和短路保護 （包含頻率折返）。該器件采用MSOP?12和3 mm×4 mm DFN封裝，體積極小，適用于對空間體積要求比較高的場合。

在圖2中，1管腳（PLL/MODE）是外部時鐘輸入或Burst模式的使能端，當有脈沖接入時內(nèi)部PLL電路對其跟蹤并作為控制頻率，當沒有外部時鐘時該管腳可作為工作模式控制端。2管腳（FREQ）是開關頻率的設置輸入端，通過連接到地電阻，選擇不同的開關頻率，也可以直接連接DC電壓作為頻率控制。3管腳（SGND）是信號地，是所有小信號模擬輸入的地平面參考，在PCB板上通常與電源地通過單點連接。4管腳（SS）是軟啟動和外部跟蹤的輸入端，通過連接到底電容設置輸出電壓的穩(wěn)定時間，也可以通過電阻連接其他電源作為軟啟動的控制端。5管腳（VFB）是輸出反饋端，通過分壓電阻設置輸出電壓的值，該點電壓如果過低，會自動降低開關頻率，防止開關周期中開的時間過短。6管腳（ITH）是電流閾值及補償控制端，是LTC3863內(nèi)部誤差放大器的輸出，輸出范圍為0～2.9 V。7管腳（VFBN）是反饋輸入端，通過分壓電阻分別與VFB、輸出電源連接。8管腳（RUN）是控制使能端，當電壓大于1.26 V時控制器工作，由于內(nèi)部上拉電阻，該管腳可以懸空使用。9管腳（CAP）是內(nèi)部驅動器DRV的負驅動端，通常連接至少0.1 μF的低損耗陶瓷電容。10管腳（SENSE）是電流傳感輸入端，通過高精度傳感電阻[RSENSE]與電源[VIN]連接，設置最大限制電流。11管腳（[VIN]）是電源輸入端，也是芯片的供電端，應至少連接0.1 μF的旁路電容到地。12管腳（GATE）是外部P溝道MOSFET的驅動DVR輸出端，內(nèi)部DVR的正負供電壓差8 V，如果小于3.5 V將不能正常工作。13腳（PGND）是電源地，通過散熱焊盤與印制板連接。

圖2 LTC3863內(nèi)部結構圖

3 電路設計及參數(shù)計算

3.1 電路設計基本要求

按照筆者實際工作中需求，對該電路設計主要有以下設計要求：

（1） 輸入電壓：+5～+12 V；

（2） 輸出電壓：（-12±0.5） V；

（3） 負載電流：1 A；

（4） 輸出電壓紋波：1%；

（5） 輸出電壓負載調整率：1%；

（6） 轉換效率：80%（輸出電流1 A時）。

3.2 電路原理設計

按照設計要求及LTC3863的使用要求設計電路原理圖如圖3所示，該電路可從一個4.5～16 V輸入產(chǎn)生一個-12 V/1 A的輸出，工作原理類似于反激式轉換器，當開關導通時將能量存儲在電感器中，而當開關切斷時則通過二極管將能量釋放至輸出端。為了避免當輸出短路時由于最小導通時間的原因而產(chǎn)生過大的電流，該控制器在輸出小于標稱值的一半時折返開關頻率。

圖3 電路原理圖設計

3.3 電路參數(shù)分析及計算

（1） 輸出電壓

該電路的設計輸出主要由輸出分壓電阻設置。根據(jù)LTC3863內(nèi)部VFB和VFBN之間設定固定電壓0.8 V，可知輸出電壓[Vout]與反饋電阻有如下關系：

[VOUT=-0.8? RFB1RFB2] （1）

根據(jù)輸出要求，可以設置[RFB1=]1.2 MΩ，[RFB2=]80 kΩ。

（2） 開關頻率

開關頻率、電感、電容等參數(shù)的選擇直接關系到轉換電路的效率。開關頻率如果選擇較高，可以大幅度減小電感、電容的體積，但會因MOSFET的快速轉換及損耗導致開關電路的效率降低。所以，以上參數(shù)的選擇都相互影響。開關頻率如果不提供外部時鐘輸入，則可通過調整2管腳（FREQ）的接地電阻值確定開關頻率，可調整范圍為50～850 kHz，如果該管腳接地則固定頻率350 kHz，該管腳懸空開關頻率為535 kHz，接地電阻與開關頻率的關系可通過查找該器件datasheet中數(shù)據(jù)確定。本設計中確定開關頻率400 kHz，通過查表得知電阻[RFREQ]為61.9 kΩ，如圖4所示。

圖4 開關頻率與頻率選擇電阻的關系

（3） 限流取樣電阻

在該電路設計中，管腳SENSE與電源[VIN]之間的電阻[RSENSE]取值決定輸出電流的大小。該電阻是一個精密取樣電阻，電感中能夠經(jīng)過的最大電流為[95 mVRSENSE，]可以根據(jù)式（2）計算該電阻的取值。通過計算及分析，該電路設計中[RSENSE]取值為16 mΩ，精度1%，額定功率0.1 W。

[IOUT（LIMIT）=95 mVRSENSE - ΔIL2?（1-D）] （2）

（4） 電感

電感值的大小影響到效率及紋波，電感值大會使得電流紋波變小，效率提升，但需要更大的體積及飽和率更高的磁芯。同時電感值也會影響到反饋環(huán)路的穩(wěn)定性，感值過大會降低環(huán)路穩(wěn)定度，也會因電流上升率緣故使電路瞬態(tài)響應變慢。電感值的選擇可以根據(jù)公式（3）進行初步計算，在初步計算的基礎上，根據(jù)效率、電流、紋波等要求進行調整，本設計中取值[L=10 μH。]

[L= VIN（MAX）2?（VOUT+VD）0.4?IOUT（LIMIT）?f?（VIN（MAX）+VOUT+VD）2] （3）

其余元器件的選型此處不再逐個分析，元器件型號及具體參數(shù)如圖2原理設計中所示。

4 仿真及驗證結果

根據(jù)圖2中原理設計，對該電路進行仿真分析及排版驗證。在該電路中，主要通過MOSFET的通斷控制電感[L]的充電、放電過程，通過電流的反向流動產(chǎn)生負電壓。對電路中的12管腳控制端[VGATE、]電感正端的電壓[VL、]電感中的電流[IL、]電壓輸出[VOUT]分別進行測試，其波形如圖5所示，可以看出電感[L]的隨[VGATE]的充放電過程。

該電路可以通過PLL/MODE選擇工作在Burst模式或Pluse?Skipping模式。當PLL/MODE管腳懸空時，電路工作在Burst模式下，如果[VFB]比參考電壓高，芯片內(nèi)部的誤差放大器將會自動降低ITH腳的電壓，當ITH腳電壓低于0.425 V時會自動進入休眠模式，該模式下大部分內(nèi)部電路將會被關閉，直至外部電壓降低至能夠關閉該狀態(tài)。當PLL/MODE管腳接地時，電路工作在Pluse?Skipping模式下，芯片內(nèi)部ICMP電路將會使外部MOSFET保持開關狀態(tài)，該模式下輸出電壓的紋波、噪聲幅度都比較小，對射頻干擾也比較小，但是轉換效率沒有Burst模式高。兩種工作模式下轉換效率的比較如圖6所示。

圖5 電路測試點電壓、電流波形圖

5 結 語

負電壓產(chǎn)生電路在電子線路設計中經(jīng)常用到，本文設計了一種基于LTC3863的負電壓電路，在輸入3.5～60 V的條件下，可產(chǎn)生-12 V/1 A的負電壓，經(jīng)測試該電路能夠達到使用要求，并在筆者實際工程中已經(jīng)成熟使用。該電路使用元器件種類數(shù)量少，整個電路占空間小，具有出色的靈活性和輕負載效率，特別適合于嵌入式、手持終端等設備中使用。

圖6 兩種工作模式下轉換效率比較

參考文獻

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第9篇：電源紋波測試方法范文

關鍵詞：89C52單片機； D/A轉換； A/D轉換； 恒流源電路

中圖分類號： TN911?34； TP273 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）08?0153?04

0 引 言

從日常生活到最尖端的科學都離不開電源技術的參與和支持，而電源技術和產(chǎn)業(yè)對提高一個國家勞動生產(chǎn)率的水平，即提高一個國家單位能耗的產(chǎn)出水平，具有舉足輕重的作用。在電源種類繁多和技術的多樣化中，不斷地提出更多、更高、更先進的要求來迎合當今社會時代的步伐。電源設備是電子儀器的一個重要組成部分，通常有直流電壓源、電流源、交流電壓源，電壓源等。隨著信息時代的飛速發(fā)展，電源設備也逐漸向數(shù)字化方向發(fā)展，便有了數(shù)控直流電流源的研究方向[1?3]。

數(shù)控直流電流源是一種低紋波、高精度并當負載在一定范圍內(nèi)變化時具有良好的穩(wěn)定性、輸出可預置的數(shù)控直流電流源，它是現(xiàn)代科學研究和生產(chǎn)的需要，也代表著直流電流源發(fā)展的方向，而且得到了越來越廣泛的應用[4]。

1 設計任務要求

在此設計并制作出一款數(shù)控直流電流源[5]。其原理示意圖如圖1所示。

具體要達到的技術指標為：

（1）輸入交流為200～240 V，50 Hz；輸出直流電壓≤10 V。

（2）輸出電流范圍：20～2 000 mA；

（3）可設置并顯示輸出電流給定值，要求輸出電流與給定值偏差的絕對值≤給定值的2%+1 mA；

（4）具有“+”、“-”步進調整功能，步進≤2 mA；

（5）改變負載電阻，輸出電壓在10 V以內(nèi)變化時，要求輸出電流變化的絕對值≤輸出電流值的2%+1 mA；

（6）紋波電流≤1 mA。`

2 系統(tǒng)總體設計

本系統(tǒng)采用STC89C52[6]單片機作為整機的控制部分，通過鍵盤改變或設定數(shù)字量，經(jīng)D/A轉換后產(chǎn)生相應的電壓值，從而控制恒流源電路；為了能夠使系統(tǒng)具備檢測實際輸出電流值的功能，可以在輸出回路上串聯(lián)取樣電阻，將實際輸出電流轉換成電壓，并經(jīng)過A/D進行模數(shù)轉換，用單片機實時對電壓進行采樣，然后進行數(shù)據(jù)處理及顯示[7]。此系統(tǒng)比較靈活，采用軟件方法來解決數(shù)據(jù)的預置以及電流的步進控制，使系統(tǒng)硬件更加簡潔、靈活，各類功能易于實現(xiàn)，能很好地滿足性能指標的要求。具體框圖如圖2所示。

3 各部分模塊電路設計

3.1 鍵盤與顯示電路

鍵盤電路和顯示電路由8255驅動[8]，如圖3所示。顯示部分采用共陽數(shù)碼管動態(tài)掃描方式，在程序控制下，可以顯示輸出電流和采樣電流；鍵盤采用矩陣結構，有：顯示切換鍵、后退鍵、加1鍵、減1鍵、確認鍵、0～9數(shù)字鍵入鍵等。

3.2 電源電路

±15 V電源電路由輸出電壓極性不同的集成穩(wěn)壓器MC7815，MC7915構成，如圖4所示。

圖4（a）中4個1N5408組成整流橋，可以把交流電轉換為直流電，C1，C2，C3，C4為大容量濾波電容，C5，C6，C7，C8為高頻濾波電容，它們用于抑制芯片自激，減小高頻噪聲。

兩種芯片輸入端分別加上18 V以上的輸入電壓，輸出端便能輸出±15 V的電壓，R1，R2，R3用于調整集成穩(wěn)壓器MC7815輸出端的電流平衡。圖4（b）所示，+5 V電源電路由MC7805芯片構成，C9為大電容用于濾波，C11，C12用于抑制輸出噪聲[9]。

3.3 電流源電路

電流源電路由OP07運算放大器和輸出三極管組成，如圖5所示，其基本控制原理是：

[I0R0=IR3+W2]

[I1=VbR2]

[Va=kVb=kR2I1]

[=kR2·R0R3+W1·Io]

式中：k是[k=R1+W1W1]；[Va]是單片機內(nèi)部數(shù)字量所對應的模擬電壓；[Io]是輸出的電流。由此可見，當[R1]，[W1]，[R0]，[R3]，[W1]，[R2]都確定后，那么[Io]由[Va]惟一的決定，與輸入電壓和負載都無關。也就是說，[Io]由單片機的數(shù)字量決定。這樣，就實現(xiàn)了數(shù)控恒流電源。

3.4 電流采樣電路

為了能夠對輸出電流的進行實時的觀察，必須在輸出回路上要有采樣電路，圖5中Rx就是采樣電阻，Vx就是采樣得到的電壓，經(jīng)過OP07放大以后的電壓為Vc，此電壓經(jīng)A/D轉換后送到單片機，經(jīng)處理后進行顯示，這樣就實現(xiàn)了對輸出電流的顯示。由圖可知：

[Vc=1+R6+W3R5Vx= 1+R6+W3R5I0Rx]

4 軟件系統(tǒng)設計

軟件部分是實現(xiàn)系統(tǒng)功能的核心，軟件的設計要兼顧功能的實現(xiàn)，同時也要考慮操作的方便性，體現(xiàn)人性化操作，要提示盡量詳細的信息，并要有適當?shù)谋Ｗo功能，如規(guī)定輸出電流最大2 000 mA，則鍵盤輸入的數(shù)字量不要超過2 000 mA，以免過載燒掉功率管等，軟件部分由以下幾個大的模塊組成。

主程序要完成中斷系統(tǒng)、定時器、用戶單元的初始化工作，其主要任務是進行鍵盤掃描和完成顯示。其具體流程如圖6所示。定時器中斷程序的任務是完成A/D的采樣（采樣頻率），同時完成閃爍等功能，中斷程序流程如圖7所示。

5 系統(tǒng)測試

由表1測試結果可看出，本系統(tǒng)達到了以下兩項指標：

（1）輸出電流范圍：20～2 000 mA，并且線性良好。

（2）可設置并顯示輸出電流給定值，輸出電流與給定值偏差的絕對值不大于給定值的2%+1 mA；

由表2測試結果可看出，本系統(tǒng)達到了下面的指標：具有“+”、“-”步進調整功能，步進≤2 mA；

由表3測試結果可看出，本系統(tǒng)達到以下的指標：改變負載電阻，輸出電壓在10 V以內(nèi)變化時，輸出電流變化的絕對值不大于輸出電流值的2%+1 mA；由表4測試可看出，本系統(tǒng)達到了以下的指標：紋波電流≤1 mA。

通過表1～表4可知，該系統(tǒng)各項指標都達到了預定的要求，并且在軟件管理上本系統(tǒng)實現(xiàn)了人性化、智能化管理，具體如下：鍵盤輸入均有短音提示，數(shù)據(jù)采用移位輸入，符合人們操作習慣；輸入數(shù)據(jù)時，處于閃爍狀態(tài)，可以用退格鍵取消剛輸入的數(shù)據(jù)，按下“確認”鍵后，數(shù)據(jù)輸出，同時停止閃爍；數(shù)據(jù)輸入最多4位，輸入第5位后，會有長音提示，提醒操作人員；按下“確認”鍵時，如果輸入數(shù)據(jù)超過20～2 000 mA（系統(tǒng)指標規(guī)定），會有長音提示，提醒操作人員，同時數(shù)據(jù)無效（不會輸出）。當+1，-1操作時，當數(shù)據(jù)超過20～2 000 mA，同樣會有長音提示，以提示操作人員，此時數(shù)據(jù)無效（不會輸出）。

6 結 論

系統(tǒng)輸出實際測試結果表明，本系統(tǒng)輸出電流穩(wěn)定，不隨負載和環(huán)境溫度變化，輸出電流誤差范圍±5 mA，輸出電流可在20～2 000 mA范圍內(nèi)任意設定。

經(jīng)測試，本系統(tǒng)穩(wěn)定性好、精度較高、操作簡單、人機界面友好。在科學研究和設備生產(chǎn)中，能夠廣泛應用到這種可靠性高、操作簡單的數(shù)控電流源，不僅能夠提高設備的性能，同時能夠縮短研發(fā)周期，本系統(tǒng)具有較高實用性[10]。

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