濾波器設(shè)計論文精選(九篇)

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第1篇：濾波器設(shè)計論文范文

關(guān)鍵詞:語音活動性檢測;滑動濾波器;有限狀態(tài)機;一階差分

中圖分類號:TP391.4文獻標識碼:A文章編號:1009-3044(2009)31-pppp-0c

A Robust VAD Method Using Differential Frame Energy

ZHANG Wei-wei

(School of Electronic and Information Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China)

Abstract: A robust Voice Activity Detect(VAD) algorithm is presented using differential frame energy output.. Moving Average Filter is used to filter the frame energies and get the output compared with pre-decided threshold, based on which the current frame is labeled as speech、noise and transition status. Three sub-status are designed to eliminate the effect of impulse noise and high level stationary noise. First Order Difference of Moving Average Filter is used to get more comformable results in start point and end point detection. Simulation shows that the proposed algorithm outperformes traditional energy-based VAD algorithms and is robust in detecting voice activities under different SNR levels.

Key words: voice activity detect; moving average filter; finite state machine; first order difference

活動性檢測(Voice Activity Detect)又稱端點檢測,在語音信號數(shù)字處理當中具有十分重要的作用。包括語音識別、說話人識別與確認、語音合成、語音編解碼等各種應(yīng)用在內(nèi),都離不開語音活動性檢測[1]。對于語音識別以及說話人識別與確認系統(tǒng)而言,如果端點檢測的結(jié)果不夠準確,系統(tǒng)的識別性能就得不到保證,另外,如果語音端點檢測的結(jié)果過于放松,則會增加過多的靜音部分,造成系統(tǒng)運算量的增加,同時對識別結(jié)果也具有負面影響[2]。

傳統(tǒng)的語音活動性檢測方法主要采用語音信號的基本短時參數(shù):短時能量、過零率等。漢語中的濁音部分短時能量和清音部分短時能量在有聲\無聲段的區(qū)別明顯。經(jīng)過大量的實驗,可以統(tǒng)計出短時能量和過零率在有聲段和無聲段的區(qū)別,從而設(shè)定閾值,決定當前語音幀屬于有聲段還是無聲段[1]。但是,這種方法在噪聲環(huán)境中的判別性能有所下降,當信噪比低于一定程度的時候,甚至無法得到正確的判別結(jié)果,對于大多數(shù)實際應(yīng)用系統(tǒng)來說,這個問題顯得尤其重要。論文提出了一種噪聲環(huán)境下穩(wěn)健的語音活動性檢測方法,該方法對于不同噪聲水平的環(huán)境下的語音活動性檢測具有很好的魯棒性。

1 算法流程

論文算法的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

1)窗選幀能量:對輸入語音信號進行分幀、加漢明窗,并在一個隊列結(jié)構(gòu)當中保存相鄰的M幀能量作為滑動濾波器的輸入。

2)滑動平均濾波器:常規(guī)的M階時域滑動平均濾波器定義為M個采樣的算術(shù)平均,

即:

■ (1)

在這里,考慮到在一段時間之內(nèi),噪聲信號動態(tài)范圍往往沒有語音信號的動態(tài)范圍大[5],也就是說,噪聲信號的能量分布相對比較集中,因此,在一段窗選信號范圍內(nèi),幀能量間的差距越小,則該段窗選信號屬于噪聲的可能性就越大,由于語音信號的動態(tài)范圍比較大(一般在30dB左右),如果一段窗選信號范圍內(nèi)多數(shù)為語音信號,各幀能量的差距會比較大[6]。基于此,我們選擇一個完整周期內(nèi)具有對稱正負半周的滑動平均濾波器來對窗選幀能量進行濾波。濾波器的具體形式可以有多種選擇,最簡單的形式如圖2所示。具有類似特點的還有正弦函數(shù)型滑動平均濾波器、升余弦型滑動平均濾波器等[3],考慮到減小吉布斯效應(yīng)[4]的要求,本文選擇了論文[7]提出的一種最佳滑動平均濾波器,其形式如圖3所示。

該濾波器的輸入-輸出關(guān)系如式2所示,其中A、Ki、S為濾波器的參數(shù)。該濾波器對于短時能量序列的輸入輸出具有以下特點:

① 對于一段平緩的短時能量輸入序列,保持零輸出。比如平緩的背景噪聲或者保持平穩(wěn)能量值的語音,輸出值接近零;

② 對于一段遞增的短時能量輸入序列,輸出值也相應(yīng)遞增;

③ 對于遞減的短時能量輸入序列,輸出值相應(yīng)遞減;

■ (2)

假設(shè)M幀連續(xù)幀能量用Ei來表示,最佳滑動濾波器的參數(shù)用fi來表示,i=1,2,…,M,對M幀連續(xù)的幀能量進行線性濾波,濾波器的輸出用Fout來表示,得到公式3如下所示:

■(3)

3)求解濾波器輸出一階差分:差分特征作為一種動態(tài)特征,能夠更好地反映序列的變

化趨勢,在語音識別應(yīng)用中,一階差分與二階差分作為動態(tài)特征引入特征向量,能夠得到更加穩(wěn)健的特征向量,從而提高識別率。在論文當中,為了更好地反應(yīng)濾波器濾波輸出的變化,引入反映濾波器輸出動態(tài)變化的一階差分特性,求解當前濾波器加權(quán)能量輸出與前一幀濾波器輸出的差值,作為反映濾波器輸出變化的向量。假設(shè)濾波器在各個時刻的輸出用向量 A=[a0a1a2…aN]T來表示,其中N為幀數(shù),αi為i時刻的濾波器輸出Fout,則經(jīng)過差分運算之后的輸出為向量B=[b0b1b2…bN]T,其中: ■(4)

4)三態(tài)狀態(tài)機:設(shè)計一個具有三個狀態(tài)的有限狀態(tài)機來進行幀狀態(tài)的判定。首先,設(shè)定每幀存在speech、silence和temp三個狀態(tài),分別表示語音幀、靜音幀和過渡幀,其中temp狀態(tài)由三個子狀態(tài)組成,各個子狀態(tài)之間可以進行有條件地相互跳轉(zhuǎn),其作用是在靜音幀向語音幀轉(zhuǎn)移的過程中,根據(jù)設(shè)定的條件充分吸收背景噪聲的影響,提高真實的語音幀被正確判決出來的概率。傳統(tǒng)的能量判據(jù)在抵抗突發(fā)噪聲干擾以及低信噪比環(huán)境下語音信號起始點的判定方面性能較差,采用過渡態(tài)可以有效地去除高能量平穩(wěn)噪聲和突發(fā)噪聲的影響,在這里,過渡狀態(tài)temp的作用相當于一個緩沖狀態(tài),所有從靜音幀到語音幀或者從語音幀到靜音幀的轉(zhuǎn)移都要首先經(jīng)過過渡幀,在它的三個子狀態(tài)中完成對幀狀態(tài)的細判,因此,算法首先有一個簡單能量的判別,該階段能量閾值T1的設(shè)置較寬松,其目的是為了剔除掉可能存在的能量值非常小的靜音段,如果某一幀的能量超過了T1,則進入到過渡態(tài)temp,圖5給出了過渡態(tài)temp中進行細判的狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖。首先,在子狀態(tài)1判斷當前幀能量與上一幀能量的差值,若該值小于閾值DIF,則認為當前幀可能屬于平穩(wěn)背景噪聲,繼續(xù)停留在子狀態(tài)1,若差值大于DIF,則進入子狀態(tài)2,在子狀態(tài)2中,設(shè)置一個參數(shù)Duration來表示能量高于T1的連續(xù)信號幀數(shù),若該值大于閾值MAX_Dur,則可以認為此段信號不屬于沖擊型突發(fā)噪聲,此時進入子狀態(tài)3,否則繼續(xù)停留在子狀態(tài)2。在子狀態(tài)3中,定義信號幀的低頻能量為頻率在400Hz以下頻譜分量的能量總和,對于語音信號來說,其低頻能量一般較高,同時低頻能量占總能量的比例要高于大部分噪聲信號,設(shè)置低頻能量閾值Elow和能量因子ρ,如果當前信號幀的低頻能量大于Elow并且能量因子同時大于ρ,則判定該幀信號為語音信號,進入狀態(tài)speech,如果低頻能量的值較大而能量因子的值不高,則當前幀屬于高能量噪聲的可能性很大,此時返回到過渡態(tài)的子狀態(tài)1繼續(xù)判斷,在過渡態(tài)的各個子狀態(tài)和speech狀態(tài),如果當前信號幀能量小于T1,則跳轉(zhuǎn)到silence狀態(tài)繼續(xù)判斷,為了跟蹤背景噪聲的變化趨勢,如果狀態(tài)處于silence的幀數(shù)超過一定的數(shù)量,則更新原始的能量閾值T1。由此可以看出來,過渡態(tài)中的三個子狀態(tài)分別起到了消除平穩(wěn)背景噪聲、突發(fā)噪聲和高能量背景噪聲干擾的作用。

各個狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)化條件由a~f來表示,下面分別予以介紹:

1) 從temp狀態(tài)各個子狀態(tài)或者speech狀態(tài)跳轉(zhuǎn)回silence狀態(tài)。判斷條件是濾波器輸出bi

2) 從silence狀態(tài)進入temp狀態(tài)子狀態(tài)1。判斷條件是濾波器輸出T1

3) 從temp子狀態(tài)1進入temp子狀態(tài)2。判斷條件是連續(xù)兩幀濾波器輸出的差值大于DIF,否則仍然處于temp子狀態(tài)1或者返回silence。

4) 從temp子狀態(tài)2進入temp子狀態(tài)3。判斷條件是能量大于T1的幀數(shù)Duration>MAX_Dur,否則仍然處于temp子狀態(tài)2或者返回silence。

5) 從過渡態(tài)temp進入有聲態(tài)speech。判斷條件是低頻能量大于Elow且能量因子大于ρ,如果低頻能量高于Elow而能量因子小于ρ,則返回到temp子狀態(tài)1,否則仍然處于子狀態(tài)3或者返回silence。

2 實驗結(jié)果

選取一段單通道、8K采樣、16bit量化的wav數(shù)據(jù)作為純凈語音信號,分別構(gòu)造5dB和0dB信噪比條件下的兩段語音數(shù)據(jù)(噪聲類型為零均值、單位方差的白噪聲),實驗數(shù)據(jù)如圖5所示。選取幀長32ms,幀移16ms,濾波器階數(shù)M=25,圖6給出了兩種情況下含噪語音數(shù)據(jù)各幀的幀能量,可以看出來,僅僅利用傳統(tǒng)的幀能量進行端點判決,判定結(jié)果極大地依賴于環(huán)境噪聲的水平,判定結(jié)果缺乏穩(wěn)健性。與之對比,圖7給出了使用論文算法得到的兩種情況下的輸出參數(shù),可以看出,在引入了滑動濾波器進行濾波輸出和一階差分運算之后,判定結(jié)果受環(huán)境噪聲水平變動的影響很小,兩種輸入信噪比情況下輸出參數(shù)曲線擬合地很好,算法對于平穩(wěn)噪聲干擾能夠得到穩(wěn)健的檢測結(jié)果。

為了檢驗論文算法對不同類型突發(fā)噪聲干擾的穩(wěn)定性,在安靜實驗室環(huán)境下利用高性能麥克風(fēng)采集8K采樣、16bit量化的測試噪聲數(shù)據(jù)庫,其中男性60人,女性24人,包括嘴吹氣聲、鼻子呼氣聲、拍手聲、拍桌子聲、敲桌子聲等,每人每種噪聲重復(fù)5遍。針對噪聲庫中的噪聲類型,在純凈語音信號開始之前添加一小段干擾噪聲信號,使用算法進行端點檢測。定義檢測的前后端點位置和人工標注的端點之間的差距都小于5幀時,端點檢測結(jié)果正確。表1列出了對于一些平穩(wěn)噪聲和突發(fā)噪聲的實驗結(jié)果,可以看出對于拍手、敲桌子等突發(fā)型環(huán)境噪聲均可以較好地被采用三個子狀態(tài)的過渡態(tài)吸收掉,同時,對于嘴吹氣、鼻子吹氣等較平穩(wěn)噪聲的吸收效果也很好。

表1 論文算法對不同類型噪聲的吸收效果

■

3 結(jié)論與總結(jié)

針對噪聲環(huán)境下語音活動性檢測準確性下降的問題,論文提出了一種基于最佳滑動濾波

器的窗選幀信息語音活動性檢測算法,利用最佳滑動濾波器對若干幀能量進行濾波,為了提高濾波結(jié)果的穩(wěn)健性,對濾波所得的能量序列求解一階差分運算,將得到的差分輸出經(jīng)過一個三態(tài)有限狀態(tài)機進行決策,利用包含三個子狀態(tài)的過渡態(tài)充分吸收各種高能量平穩(wěn)噪聲和常見突發(fā)噪聲,從而得到較好的端點檢測結(jié)果。仿真結(jié)果證明了該算法在不同性噪比條件下進行端點檢測的有效性。同傳統(tǒng)的基于短時參數(shù)(短時能量、短時過零率)的端點檢測算法相比,論文算法具有能夠勝任大動態(tài)范圍噪聲水平變化條件下進行準確端點檢測的能力,同時對于一些常見的突發(fā)噪聲具有較好的吸收作用。此外,論文算法計算量小,非常適合作為語音增強、語音識別系統(tǒng)的高性能端點檢測模塊來使用,具有較大的應(yīng)用前景。

參考文獻:

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第2篇：濾波器設(shè)計論文范文

【關(guān)鍵詞】超寬帶；帶通濾波器；枝節(jié)加載；阻帶抑制

1.引言

自2002年美國聯(lián)邦通訊委員會（FCC）批準把3.1GHz到10.6GHz之間的頻段分配給超寬帶通信系統(tǒng)使用[1]以來，小型化，高性能已經(jīng)成為了超寬帶無線通信系統(tǒng)的必然趨勢[2-5]。文獻[2]中首次提出了基于多模諧振器的超寬帶濾波器設(shè)計方法。文獻[3]中為了改善這種基于多模結(jié)構(gòu)超寬帶濾波器的高阻帶特性，采用了多枝節(jié)加載的諧振器結(jié)構(gòu)。此外，為了提高超寬帶濾波器的選擇性，在文獻[4]中提出了一種階梯阻抗枝節(jié)加載的諧振器結(jié)構(gòu)。

本文提出了一種具有新的枝節(jié)加載諧振器結(jié)構(gòu)超寬帶濾波器。結(jié)構(gòu)為使用圓形開路階躍短截線為中心枝節(jié)，通過圓形諧振器控制奇偶模式的分布；通過短路和開路枝節(jié)控制帶外抑制。該濾波器具有小尺寸，良好選擇性等優(yōu)點，為設(shè)計新型的超寬帶濾波器提供了新的思路。

2.超寬帶濾波器的結(jié)構(gòu)

由文獻[6]中首次使用圓形開路階躍短截線單元進行超寬帶濾波器的設(shè)計。在文獻中可以知道這種單元具有低通特性，并且其截止頻率會隨著半徑R的增大而減小，邊緣響應(yīng)也隨之變得都陡峭。這樣，我們可以使用加載其他枝節(jié)引入傳輸零點的方法得到好的阻帶特性。

圖1為所設(shè)計超寬帶濾波器的整體結(jié)構(gòu)。整體電路左右對稱，使用介電常數(shù)為10.2，厚度為1.27mm的Roger RT/duroid6010介質(zhì)基板，端口阻抗為50Ohm?？紤]的制作工藝的難易度和可行性，所有微帶間縫隙寬度不小于0.1mm，且金屬化過孔的半徑不小于0.1mm。

這里和為枝節(jié)的特性阻抗以及電長度。當分別等于0o，90o，180o的時候，分別等于0，，0，分別等于，0，。由此可以得到，當超寬帶濾波器的中心頻率的的時候，由短路枝節(jié)可以得到兩個傳輸零點，并且能提高濾波器的選擇性。而又由于開路枝節(jié)的存在，當開路枝節(jié)的電長度等于帶外頻率抑制點的1/4波長的時候，能夠提高帶外阻帶的性能。在這篇文章里，我們設(shè)置帶外抑制頻率點為15GHz。

通過以上的分析，一個新型的枝節(jié)加載超寬帶濾波器就可以得到，電路的初始尺寸也可以由上述分析得到，最后使用HFSS進行仿真和優(yōu)化。

3.仿真結(jié)果與分析

通過HFSS仿真得到的仿真曲線如圖3所示。從圖中可以看出，濾波器測試帶寬為3.18GHz到10.46GHz，且通帶兩端具有較好選擇性，插入損耗小于0.25dB，帶內(nèi)時延平坦，其20dB阻帶抑制范圍可以達到15GHz，從而驗證了設(shè)計的有效性。此外該濾波器結(jié)構(gòu)緊湊，物理尺寸為16.6mm×13mm。

4.結(jié)論

本文提出了一種新的枝節(jié)加載諧振器的設(shè)計思路并分別設(shè)計了一種新型的超寬帶濾波器。經(jīng)過仿真驗證，表明該濾波器具有結(jié)構(gòu)緊湊、帶寬寬、帶外抑制良好等優(yōu)點。

參考文獻

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[2]L.Zhu，S.Sun，and W.Menzel，“Ultra-wideband（UWB）bandpass filter using multiple-mode resonator，”IEEE Microwave Wireless Components Letters，vol.15，no.11，pp.796-798，Nov.2005.

[3]R.Li and L.Zhu，“Compact UWB bandpass filter using stub-loaded multiple-mode resonator，”IEEE Microwave.Wireless Components Letters，vol.17，vo.1，pp.40-42，2007.

[4]Q.X.Chu and X.K.Tian，“Design of UWB bandpass filter using stepped-impedance stub loaded resonator，”IEEE Microwave Wireless Components Letters，vol.20，no.9，pp.501-503，2010.

第3篇：濾波器設(shè)計論文范文

【關(guān)鍵詞】雜波抑制；動目標顯示；盲速；參差濾波器；改善因子

1.引言

雷達的基本任務(wù)是用無線電的方法探測目標的距離、方位角、俯仰角及速度等信息。這些信息是利用目標對電磁波的反射現(xiàn)象獲取的[1]。對空雷達探測的目標通常是運動的物體，例如空中的飛機、導(dǎo)彈等，雷達接收到這些目標回波信息的時候，還會接收到各種背景（例如地物、云雨及海浪等）的干擾回波信號。這些背景回波會給我們探測真正的目標帶來困難，稱之為雜波或無源干擾。雷達接收到的不僅僅是目標回波，往往包含某些雜波干擾。

雜波干擾和目標回波在雷達顯示器上同時顯示很難觀察到目標，特別是有強雜波時，能夠使接收機過載，更難發(fā)現(xiàn)目標。即使終端通過自動檢測和數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)，由于存在大量的雜波，系統(tǒng)也很難以處理。文獻[2]-[6]中都是對固定權(quán)的對消器做了一些研究，本文是在此基礎(chǔ)上研究了最佳權(quán)參差頻率濾波器，具有比對消器更好的抑制效果。

2.K次對消器

K脈沖MTI對消器與濾波器加權(quán)系數(shù)為二項式的橫向FIR濾波器等效。通過級聯(lián)一次MTI對消器來得到高階濾波器的方法推導(dǎo)出K次MTI對消器，因此，K次MTI對消器的傳遞函數(shù)[7]為：

（1）

圖1 K對消器構(gòu)造模型

圖1為K次對消器構(gòu)造模型，則K次對消器的輸出為：

（2）

式中，K為對消器的次數(shù)，對消器的系數(shù)為二項式系數(shù)，用下式計算：

（3）

式中圖2是四脈沖對消器的速度響應(yīng)特性，其中雷達脈沖重復(fù)頻率為330Hz，雷達工作波長為0.2m，則求得第一盲速為vr1=36.3m/s。

由圖2其速度響應(yīng)曲線知，四脈沖MTI對消器的頻率特性在，，各頻率點處均有很深的凹口，能夠很有效地抑制零多普勒頻率的固定雜波。圖2中可以看出零頻附近的凹口很深，達約-150dB。

3.參差MTI濾波器

由于等T的MTI對消器僅僅對固定地物雜波有較好的抑制效果，當目標以多普勒頻率對應(yīng)的徑向速度相對雷達運動，濾波器將檢測不到運動目標，從而可能丟失目標信息。因此要可靠地發(fā)現(xiàn)目標，應(yīng)保證第一盲速要大于可能出現(xiàn)的目標最大速度。

解決此問題通過采用兩個以上不同的重復(fù)頻率交替工作，使第一盲速大于雷達所要探測目標的最大徑向速度，從而提高雷達對目標的檢測。

設(shè)雷達采用N個重復(fù)頻率工作，它們的重復(fù)周期表示為圖3為參差MTI濾波器結(jié)構(gòu)框圖3中：

圖2 四脈沖對消器速度響應(yīng)曲線

圖3 參差MTI濾波器結(jié)構(gòu)框圖

參差MTI濾波器的輸出為：

（4）

MTI濾波器的頻率響應(yīng)為：

（5）

根據(jù)式（5），參差MTI濾波器的頻率響應(yīng)取決于參差周期T1，T2，…，TN和濾波器的系數(shù)矢量。濾波器的系數(shù)矢量符合二項式展開系數(shù)，就構(gòu)成了參差MTI對消器。

圖4所示為四脈沖參差MTI濾波器的速度響應(yīng)曲線，即此MTI濾波器的系數(shù)矢量為二項式權(quán)為，重復(fù)頻率為330Hz，雷達工作波長為0.2m。采用9個重復(fù)頻率工作，在采用參差頻率前，第一盲速為vr1=36.3m/s；采用參差重復(fù)頻率后，知第一等效“盲速”提高的倍數(shù)為：

=40

求得第一等效“盲速”為：

圖4 參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線

在圖4中，可以看到第一盲速被提高了40倍，而且速度響應(yīng)曲線在該速度范圍內(nèi)響應(yīng)曲線整體比較平坦。圖4零頻附近可以看出，速度響應(yīng)在vr=0處有很深的凹口，用于抑制零多普勒頻率地雜波。然而與圖2四脈沖等T對消器速度曲線相比較，零頻附近的凹口深度變淺了，僅為-70dB。由于凹口明顯變壞了，對雜波的抑制能力有所減弱。

4.基于參差周期比選擇的仿真

利用MATLAB軟件進行仿真，觀察改變參差碼對參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線的影響，這對設(shè)計較好雜波抑制效果的濾波器是很有必要的。

采用9脈沖參差重復(fù)周期，比值為：36：44：37：43：38：42：39：41：40。顯然可能的排列種數(shù)=362880種，對每種組合用特征矢量法來求出最佳權(quán)矢矢量，再使用這組權(quán)矢量求出濾波器的頻率響應(yīng)。在所有的參差碼中挑選出一組最優(yōu)的碼使通帶內(nèi)的頻率響應(yīng)不平坦度最小，此時設(shè)計出的MTI濾波器對雜波的抑制是最好的。由于實際操作的有限性，自己選取了幾個特殊的參差碼進行了仿真，并總結(jié)了一些結(jié)論。

（1）不同參差比選擇會影響MTI濾波器的性能

圖5 參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線

圖6 參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線-零頻附近

從圖5看出，不同參差碼對參差MTI濾波器的整體速度響應(yīng)曲線在通帶內(nèi)曲線平坦度不同，上面參差碼有更好的雜波抑制效果，而下面參差碼在通帶中間位置起伏比較大。從圖6可以看出，不同參差碼組合，零頻附近的凹口相差不是很大。

（2）通過改變參差比，研究表明了參差周期的碼元排列互為倒序或者互為平移時，最佳權(quán)參差MTI濾波器的速度響應(yīng)曲線效果相同，對雜波的抑制效果也一樣。

5.改善因子最大準則

雜波抑制濾波器對信雜比改善的情況用改善因子來表示。改善因子越大，MTI系統(tǒng)對雜波的抑制效果越好。改善因子I即為雜波抑制濾波器的輸出信雜比（S0/C0）與輸入信雜比（Si/Ci）之比，即：

（6）

雖然參差周期解決了盲速，但帶來了改善因子的限制值IS，由于參差和掃描的影響對改善因子I限制公式[8]如下：

（7）

式（7）中，n為波束寬度內(nèi)脈沖回波數(shù)，r為參差周期的最大變比。

通過采用時變加權(quán)來克服次限制，即在不同的取樣時刻，給濾波器不同的加權(quán)值，這樣就能解決參差帶來的影響。在數(shù)字設(shè)備里實現(xiàn)時變加權(quán)是容易做到的而且穩(wěn)定可靠。

由FIR濾波器特性，MTI濾波器的頻率特性完全由其加權(quán)系數(shù)矢量W確定。設(shè)MTI濾波器的N個權(quán)矢量系數(shù)為w1，w2，…，wN，則可以構(gòu)成一個加權(quán)矢量W，W=[w1 w2 … wN]T。由雜波的功率譜可以由表征的高斯曲線來表示：

（8）

標準偏差為：

（Hz）

其中為徑向速度標準偏差（米/秒），為雷達工作波長（米）。根據(jù)維納—辛欽（Wiener-Khintchine）定理，信號的自相關(guān)函數(shù)和功率譜互為傅立葉變換對，所以得到雜波的自相關(guān)函數(shù)如下，式中為相關(guān)時間：

（9）

利用積分公式：

經(jīng)推導(dǎo)可得：

對于地雜波是一種特殊情況，雜波譜的中心頻率，則得到：

由此可見，具有厄米特性質(zhì)：

式中*表示復(fù)共軛，這說明由構(gòu)成雜波的自相關(guān)矩陣Rc為厄米特矩陣：

對于目標信號來說，其多普勒頻率在區(qū)間（，）上均勻分布，則目標信號可表示為：

（10）

目標信號自相關(guān)函數(shù)為：

由積分公式可得：

得出目標信號的自相關(guān)矩陣RS：

設(shè)為輸出信號，MTI濾波器輸入端的雜波數(shù)據(jù)和信號數(shù)據(jù)分別為：

可求輸出信號模的平方為：

則輸出信號的功率表達式為：

那么，MTI濾波器輸出端的雜波功率和信號功率分別為：

（11）

（12）

其中和分別表示MTI濾波器輸入端的雜波功率和信號功率，根據(jù)MTI改善因子的定義為：

（13）

（14）

則為一個單位矩陣，根據(jù)式（13）有：

（15）

問題轉(zhuǎn)變成利用式（15）求I的最值：

（16）

式（16）求導(dǎo)可得，RC的特征方程為：

（17）

其解有N個即，要使MTI濾波器的平均改善因子達到最大，MTI濾波器的最佳權(quán)矢量應(yīng)取輸入雜波的自相關(guān)矩陣的最小特征值所對應(yīng)的特征失量，此時雜波濾波器的平均改善因子為：

（18）

這種設(shè)計雜波抑制濾波器的方法稱為特征矢量法。

5.1 改善因子最大的對消器仿真

由特征矢量法的推導(dǎo)得出當MTI濾波器的權(quán)系數(shù)矢量取雜波自相關(guān)矩陣的最小特征值對應(yīng)的特征矢量時，MTI濾波器的改善因子將達到最大。

四脈沖最佳權(quán)對消器的速度響應(yīng)曲線仿真條件為：脈沖重復(fù)頻率為330Hz，雷達工作波長為0.22m，=0.3m/s為雜波的標準離差，它是與地雜波區(qū)植被類型與風(fēng)速有關(guān)的一個量，波束寬度為1.35o，天線轉(zhuǎn)速為6轉(zhuǎn)/分。首先求得地雜波功率譜的標準偏差為：

再考慮天線掃描引起的雜波功率譜的展寬，設(shè)天線方向圖具有高斯形狀，雙程天線方向圖對回波信號的幅度調(diào)制引起了雜波功率譜展寬可用標準離差表示：

（19）

（20）

式中，為半功率天線方位波束寬度（o）；為天線方位掃描速度（r/min）；為目標仰角（o），n為單程天線方向圖3dB寬度內(nèi)目標的回波脈沖數(shù)。帶入數(shù)據(jù)可得，=7.3Hz。對于天線掃描工作的雷達，接收的雜波功率譜標準離差應(yīng)為：

圖7 四脈沖最佳權(quán)對消器速度響應(yīng)曲線

由圖7可以看出，在徑向速度為零附近最佳權(quán)MTI對消器有了三個凹口，這是由于四脈沖對消器的原故，它可以等效為三個一次相消器，在Z=1處有三重零點。與圖2相比較，圖7最佳權(quán)對消器的改善因子I有了很大提高，速度響應(yīng)曲線對雜波的抑制效果更好，特別是對有頻譜展寬的地物雜波。

5.2 改善因子最大的參差濾波器的仿真

為了消除參差對改善因子的限制，常采用時變加權(quán)的方法加以克服，即取雜波自相關(guān)函數(shù)的最小特征值對應(yīng)的特征矢量作為參差MTI濾波器的最佳權(quán)系數(shù)。

最佳權(quán)參差MTI濾波器的速度響應(yīng)曲線仿真條件：雷達脈沖重復(fù)頻率為330Hz，雷達工作波長為0.22m，=0.3m/s為雜波的標準離差，波束寬度為1.35o，天線轉(zhuǎn)速為6轉(zhuǎn)/分。天線掃描接收雜波功率譜標準離差為=7.8Hz。

此時雷達采用9個參差重復(fù)頻率，它們的重復(fù)周期之比為：T1：T2：T3：T4：T5：T6：T7： T8：T9=36：44：37：43：38：42：39：41：40。

圖8 最佳權(quán)參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線

圖8與圖4相比，得出二項式權(quán)系數(shù)參差MTI濾波器與最佳權(quán)系數(shù)參差MTI濾波器的整體速度響應(yīng)曲線相差不大，基本相同，而且速度響應(yīng)曲線在通帶內(nèi)均比較平坦。而在凹口即零頻附近多出了兩個對稱的凹口，改善因子提高了，第一凹口深度達到約-80dB，對雜波的抑制效果更好。

6.結(jié)論

本文給出了抑制雜波的動目標顯示濾波器及其性能，詳細地推導(dǎo)出了改善因子最大準則，從而得出了最佳權(quán)參差濾波器使改善因子大大提高了，能更好地濾除雜波。仿真結(jié)果表明了最佳權(quán)濾波器有更好的抑制雜波性能的同時取得較高的改善因子。

參考文獻

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[2]W.Fishbein.et al.Clutter Attenuation Analysis，MTI Radar[J].Artech House，1978：331-354.

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[7]李宏，楊英科，薛冰.雷達信號處理MTI/MTD性能分析與功能測試[J].2003（5）：32-34.

第4篇：濾波器設(shè)計論文范文

Abstract: the nonlinear load of power grid application to brought serious harmonic pollution, and produced a series of power quality problems, and all kinds of sensitive load of power grid power supply quality and to put forward higher request. Passive power filter because of its simple structure, equipment less investment, operation reliability high, low operating cost, be in the power system, the most common harmonic control equipment.

中圖分類號:X503X503文獻標識碼：A 文章編號：

本文對無源電力濾波器的參數(shù)設(shè)計方法進行了深入的研究。詳細分析各種無源電力諧波器結(jié)構(gòu)和工作原理，并在其基礎(chǔ)上對影響濾波器性能的有關(guān)參數(shù)進行了深入分析，重點研究了等值頻偏、品質(zhì)因數(shù)、無功補償容量特性及系統(tǒng)諧波阻抗對單調(diào)諧濾波器和高通濾波器性能的影響。以此作為濾波裝置設(shè)計的理論基礎(chǔ)，為工程設(shè)計提供了理論準則。

本文通過分析濾波裝置設(shè)計方案的制定策略，推導(dǎo)最小電容器安裝容量法、無功補償容量分配法及過電壓限制法等工程設(shè)計方法設(shè)計濾波器參數(shù)的流程，并在MATLAB電力系統(tǒng)仿真環(huán)境下，通過仿真驗證了工程設(shè)計法。

對電力系統(tǒng)無源濾波裝置，在常規(guī)調(diào)諧濾波器的設(shè)計思路上，考慮實際濾波器受電網(wǎng)中的負載和自身元件特性的影響，工作在失諧狀態(tài)下，采取最佳偏調(diào)諧設(shè)計的方法設(shè)計單調(diào)諧濾波器。在給定容量時，對全調(diào)諧、經(jīng)驗偏調(diào)諧、最佳偏調(diào)諧設(shè)計進行計算，對比結(jié)果，得出最佳偏調(diào)諧設(shè)計所得相對容量較小濾除諧波能力更好的優(yōu)點。

由于交流調(diào)諧濾波器的工作原理及其缺點，針對嚴重影響調(diào)諧濾波器濾波效果的失諧問題和單個LC支路只能抑制單次諧波的缺陷，以及交流調(diào)諧濾波器不能實現(xiàn)動態(tài)補償問題，為了對其進行改進，學(xué)習(xí)研究了多種可變電抗器。

關(guān)鍵詞:無源電力濾波器；諧波抑制；濾波效益；失諧

1.1諧波的產(chǎn)生及危害

電力系統(tǒng)中，諧波的定義是指對周期性非正弦電量進行傅立葉級數(shù)分解后，除了得到與電網(wǎng)基波頻率相同的分量外，還有一系列大于基波頻率的分量，這部分電量被稱為諧波。近年來, 隨著各種整流、換流設(shè)備、電弧爐、各種電力電子設(shè)備、非線性負荷以及多種家用電器和照明設(shè)備等的大量使用，電力系統(tǒng)的諧波問題隨著電力電子裝置的廣泛應(yīng)用變的越來越突出。相對傳統(tǒng)的電路和電力調(diào)節(jié)裝置，電力電子裝置具有高功率因數(shù)、高功率密度、高可靠性及低噪音、維護成本低等優(yōu)點，這種裝置提高了電能的利用率，但是其本身的非線形使得電網(wǎng)電壓和電流不再為正弦波，而是畸變?yōu)楹懈鞔沃C波的電壓和電流。諧波電壓和電流的出現(xiàn)，嚴重危害了功用電網(wǎng)及其他系統(tǒng)的正常工作。

諧波的危害主要體現(xiàn)在以下幾個方面：

（1）諧波對電網(wǎng)的影響

諧波電流在電網(wǎng)線路中會產(chǎn)生附加有功功率損耗。諧波電流雖然通常數(shù)值不大，但其頻率較高，導(dǎo)線的集膚效應(yīng)造成的諧波電阻較大，從而引起的附加損耗增加，降低了發(fā)電、輸電及用電設(shè)備的效率。諧波電流中的無功分量同時會降低電網(wǎng)的功率因數(shù)

（2）引起過電壓和過電流

諧波會引起電網(wǎng)局部的并聯(lián)諧振和串聯(lián)諧振，這種諧振會使諧波電流放大幾倍至幾十倍，從而危及電容器和其他供用電設(shè)備的安全運行。嚴重時會將電容器和電抗器燒毀。

（3）諧波對電機的危害

諧波對旋轉(zhuǎn)電機會引起附加損耗和過熱。諧波電流通過定子繞組由于集膚效應(yīng)會造成諧波損耗。另外，諧波電流會產(chǎn)生與諧波頻率相對應(yīng)的旋轉(zhuǎn)磁場，在轉(zhuǎn)子繞組中感應(yīng)出諧波電流，從而在轉(zhuǎn)子中產(chǎn)生損耗和過熱現(xiàn)象。諧波同時會引起機械振動，對電機也有很大的危害。其中，正負序的諧波電流在電動機中會產(chǎn)生N倍基頻的諧波轉(zhuǎn)矩，它的平均轉(zhuǎn)矩雖然可以忽略，但其產(chǎn)生的脈動轉(zhuǎn)矩會引起電機的機械振動和噪音諧波對變壓器的影響主要是發(fā)生諧振時，電流過大，鐵心嚴重飽和，可危及變壓器的安全。諧波電流流過變壓器，還會增加其銅耗和鐵耗。

（4）諧波對電纜線路絕緣的影響

對電纜線路，非正弦，電壓使絕緣老化加速，泄漏電流加大，當出現(xiàn)并聯(lián)諧振過電壓時，可能引起放炮并擊穿電纜。

（5）諧波對繼電保護和電力測量的影響

許多電能儀表和繼電保護設(shè)備是針對正弦波及其過零點校驗設(shè)計的，諧波容易引起繼電保護和自動裝置誤動作或拒絕動作。不同類型的繼電器設(shè)計性能和工作原理不同，故諧波的影響有較大差別。諧波對大多數(shù)繼電器的影響并不大，但對部分晶體管型繼電器可能有很大影響。在存在諧波的情況下，由于沒有統(tǒng)一的表征功率的定義，同一儀表對同一電氣量進行測量時，按照不同定義所的得的結(jié)果可能會相差20%~30%。另外，對于采用平均值測量法的儀表，由于需要按正弦波轉(zhuǎn)換成有效值，當存在諧波時，結(jié)果有誤差。

（6）諧波對通信系統(tǒng)的干擾

諧波干擾會引起通信系統(tǒng)的噪音，降低通信的清晰度，干擾嚴重時會引起通信信號的丟失。在諧波和基波共同作用下引起的電話鈴響，甚至?xí)＜霸O(shè)備和人身安全。

（7）諧波對整流裝置的影響

高次諧波對脈沖――相位控制的可控硅（晶閘管）整流裝置有較大影響，可能造成脈沖丟失而燒壞可控硅管。

1.3諧波的抑制

要解決配電系統(tǒng)的諧波和無功補償問題必須綜合考慮濾波和補償這兩方面的因素，能滿足要求的實現(xiàn)方法有很多，經(jīng)過學(xué)習(xí)比較，這里主要研究兩種常見的濾波裝置。一種是無源濾波器；一種是有源濾波器。

1、無源濾波器

無源電力濾波器是傳統(tǒng)的補償無功和抑制諧波的主要手段，是一種用并聯(lián)濾波器濾除諧波的典型電路結(jié)構(gòu)，通常是根據(jù)所要實現(xiàn)的功能由電力電容器，電抗器和電阻組合而成。一個簡單的串聯(lián)LC電路與諧波源并聯(lián)，應(yīng)用其諧振原理，使某一次諧波在這個支路發(fā)生諧振，呈現(xiàn)低阻狀態(tài)，使該次諧波電流不再流入電網(wǎng)，達到抑制諧波的目的。如果要濾除若干次諧波，就用若干個單調(diào)諧LC濾波器并聯(lián)接到電網(wǎng)。無源電力濾波器還可以設(shè)計成雙諧振的，同時濾除兩種頻率的諧波，還可以設(shè)計成高通濾波器，以濾除某一次上的諧波。

無源濾波器的優(yōu)點：因其結(jié)構(gòu)簡單，電壓和容量可以做的很大，在吸收諧波的基礎(chǔ)上還可以補償無功，改善功率因素；維護方便；造價低，運行費用也低；對某一次高次諧波的吸收效果明顯；設(shè)計制造經(jīng)驗成熟。因此成為傳統(tǒng)的補償無功和抑制諧波的主要手段。

無源濾波器雖然存在上述諸多優(yōu)點，但它也有不足之處。無源濾波器的濾波原理是在系統(tǒng)中為諧波提供一并聯(lián)低阻通路，因此由于結(jié)構(gòu)原理上的原因，在應(yīng)用中存在著一些難以克服的缺點：

(1)只能抑制按設(shè)計要求規(guī)定的諧波成分，抑制較低次諧波的單調(diào)諧濾波器只對調(diào)諧點的濾波效果明顯，而對偏離調(diào)諧點的諧波無明顯效果。而實際工程設(shè)計時考慮到設(shè)計投資，不可能依靠增加濾波器的辦法解決。

(2)濾波特性受系統(tǒng)參數(shù)影響較大，濾波效果隨系統(tǒng)運行情況而變化，當系統(tǒng)阻抗和頻率波動時，濾波效果變差。特別是對電網(wǎng)阻抗和頻率的變化十分敏感，在一個復(fù)雜的電力系統(tǒng)中，這兩個參數(shù)的變化規(guī)律很難精確預(yù)知，因此一個實際的濾波器要達到理想的濾波效果是很難的。

(3)當系統(tǒng)阻抗和頻率變化時，可能與系統(tǒng)發(fā)生串聯(lián)或者并聯(lián)諧振，從而會產(chǎn)生諧波放大現(xiàn)象，使裝置無法運行，甚至使整個濾波系統(tǒng)無法正常運行。

(4)當系統(tǒng)中諧波電流增大時，無源濾波器可能過載，甚至損壞設(shè)備。

(5)裝置體積大，損耗大。

(6)濾波要求和無功補償、調(diào)壓要求有時難以協(xié)調(diào)。

基于上述無源濾波器設(shè)計和運行中存在的問題，國內(nèi)外的設(shè)計研究人員研究出若干解決辦法，通過采取優(yōu)化設(shè)計，在一定程度上提高了無源濾波器的使用效果。但無源濾波器由于原理上帶來的缺點是無法徹底克服的，因此，有必要采用其它濾波方式來抑制諧波。

2、有源電力濾波器

有源電力濾波器是一種能夠彌補無源濾波器不足的一種新型諧波抑制設(shè)備，是一種用于動態(tài)抑制諧波、補償無功的新型電力電子裝置，它能對大小變化的諧波以及變化的無功進行補償。它的基本原理是從補償對象中檢測出諧波電流，由補償裝置產(chǎn)生一個與該諧波電流大小相等而極性相反的補償電流，從而使電網(wǎng)電流只含基波分量。其應(yīng)用可克服LC無源濾波器等傳統(tǒng)諧波抑制和無功補償方法的缺點，與傳統(tǒng)無源濾波器相比，具有突出的優(yōu)點，概括起來主要有：

(1)實現(xiàn)了動態(tài)補償，可對頻率和大小都變化的諧波以及變化的無功功率進行補償，對補償對象的變化有極快的響應(yīng)。

(2)可同時對諧波和無功功率進行補償，補償無功功率時不需要儲能元件，補償諧波時所需要儲能元件容量也不大，且補償無功功率的大小可做到連續(xù)調(diào)節(jié)。

(3)即使補償電流過大，有源電力濾波器也不會發(fā)生過載，并能正常發(fā)揮補償用。

(4)受電網(wǎng)阻抗的影響不大，不容易和電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振。

(5)能跟蹤電網(wǎng)頻率的變化，故補償性能不受電網(wǎng)頻率變化的影響。

(6)既可對一個諧波和無功源單獨補償，也可對多個諧波和無功源集中補償。

基于有源濾波器的上述優(yōu)點，采用有源電力濾波器是對諧波進行抑制的一個發(fā)展趨勢，因而受到廣泛的重視，對于保證電力系統(tǒng)運行的安全性、可靠性和經(jīng)濟性具有重要意義，具有廣闊的應(yīng)用前景。

但目前國內(nèi)的有源濾波器還處于研發(fā)階段技術(shù)還不夠成熟，應(yīng)用的有源濾波器大都是國外進口產(chǎn)品，如ABB公司，價格昂貴，只有少數(shù)的工廠和企業(yè)在用。因此在這里選用無源濾波裝置。

從工作原理來看，濾波裝置可分為兩類。一類為有源濾波器，即該濾波器本身為一諧波源，其發(fā)生的諧波與負荷產(chǎn)生的諧波大小相等，但方向相反，正好抵消了負荷產(chǎn)生的諧波，從而達到消除諧波的目的。這類濾波器目前僅有小容量的裝置投人使用，尚須進一步研究。另外一類是無源濾波器，它是采用電容、電感諧振的原理來達到“吸收”諧波的目的。由于其中有電容器，所以可以實現(xiàn)濾波兼并補雙重作用。

無源電力濾波器以其結(jié)構(gòu)簡單、設(shè)備投資少、運行可靠性高、運行費用低等優(yōu)點，成為電力系統(tǒng)中最普遍的諧波抑制設(shè)備。

參考文獻：

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第5篇：濾波器設(shè)計論文范文

關(guān)鍵詞：雙軸加速度傳感器，ADXL210E，三維鼠標

 

一、引言

ADXL210E是美國模擬器件公司生產(chǎn)的含有用多晶硅表面微機械加工技術(shù)制作的傳感器的兩坐標軸加速度計單片集成電路。論文寫作，ADXL210E。ADXL210E是一種低成本，低功耗，完整2軸加速度傳感器，該電路可以測量諸如振動這樣的動態(tài)加速度和重力之類的靜態(tài)加速度，測量范圍為±10g。ADXL210E的占空因數(shù)輸出在沒有A/D轉(zhuǎn)換器或膠著邏輯（Gluelogic）的情況下，可通過微處理器直接測量。論文寫作，ADXL210E。事實上，器件的占空因數(shù)（即脈沖寬度與周期之比值）正比于加速度。論文寫作，ADXL210E。ADXL210E常用于兩軸傾斜傳感器、信息家電、報警和移動探測器及汽車安全等領(lǐng)域。

其性能特點如下：

（1）利用3V～5.25V的單電源工作，電源電流低于0.6mA；

（2）集成了兩坐標軸采用多晶硅精細機械加工技術(shù)制作的傳感器；

（3）經(jīng)占空因數(shù)輸出端可直接與低成本的微控制器接口；

（4）加速度計的帶寬可由引腳XFILT和引腳YFILT上的電容器（CX、CY）設(shè)定；（5）滿度測量范圍為±10g，在60Hz下的分辨力是2mg；

（6）占空因數(shù)周期T2由引腳2上的電阻器RSET設(shè)定（T2=RXET（Ω）/125MΩ）。（7）有專門設(shè)計的數(shù)字輸出，通過占空因數(shù)濾波或者利用引腳XFILT與引腳YFILT輸出，也可提供模擬輸出。

二、基本結(jié)構(gòu)與原理

ADXL210E采用尺寸為5mm×5mm×2mm的8引腳LCC型封裝，引腳排列如圖1所示。各個引腳的功能見表1。

圖1 ADXL210E引腳排列圖

表1 ADXL210E的引腳功能

第6篇：濾波器設(shè)計論文范文

【Abstract】The face recognition is a research focus in the field of pattern recognition and artificial intelligence. It has a special advantage in the field of biometric recognition， and be widely used in the field of safety and civilian use. This paper introduces the system of the face recognition

design process and popular application algorithm.

【P鍵詞】人臉識別；模式識別；設(shè)計流程；應(yīng)用算法

【Keywords】face recognition； pattern recognition； design flow； application algorithm

【中圖分類號】TB472 【文獻標志碼】A 【文章編號】1673-1069（2017）03-0099-02

1 引言

人臉識別技術(shù)是一種非接觸式、友好的生物識別方式，它是當前模式識別和人工智能領(lǐng)域的一個研究熱點，其開始于20世紀60年代，到20世紀90年代隨著圖像處理、模式識別、認知科學(xué)等理論的發(fā)展取得了突破性進展，廣泛地應(yīng)用在自動身份認證與識別、民用、安檢等方面。

2 技術(shù)流程

人臉識別系統(tǒng)主要包括四個組成部分，分別為：人臉圖像采集及檢測、圖像預(yù)處理、特征提取以及匹配與識別。

2.1 圖像采集及檢測

人臉檢測是人臉識別過程中的關(guān)鍵技術(shù)。對任意給定的一個或一組圖像進行識別，人臉檢測的目的在于判斷圖像中是否存在人臉，并準確標定出人臉的位置、大小和姿態(tài)的過程。具體算法有以下幾種類型：

2.1.1 基于直方圖粗分割和奇異值特征的人臉檢測

這種方法是用平滑的直方圖對圖像進行粗分割，再根據(jù)一定的灰度區(qū)間對人眼進行定位，進而確定出人臉區(qū)域。這種算法檢測率較高，但耗時較長，而且當臉部光照變化較大或臉部有較大陰影時，圖像很難被檢測到。

2.1.2 基于二進制小波變換的人臉檢測

給定一幅原圖像，在垂直方向上應(yīng)用低通分析濾波器得到垂直方向的低頻分量和水平方向上的高頻分量，水平方向應(yīng)用高通分析濾波器得到水平方向的低頻分量與垂直方向的高頻分量，再經(jīng)過一系列的變換，得到角度相似函數(shù)和自由參數(shù)，這樣選擇人臉部位的任意一點（n，m），學(xué)習(xí)得到自由參數(shù)，應(yīng)用這些不等長的參數(shù)，可以有效地獲取人臉部位的特征。

但該方法對原始圖像的要求較高，當圖像的背景相對復(fù)雜，比如從側(cè)面拍攝人臉時，水平方向和垂直方向的高低頻分量很難獲取，這將直接影響到自由參數(shù)的準確性，從而很大程度上影響人臉檢測的檢準率。

2.1.3 基于AdaBoost算法的人臉檢測

2010年Viola和 Jones引入積分圖概念，提出了基于Harr-like特征、級聯(lián)結(jié)構(gòu)的AdaBoost算法，成功應(yīng)用于模式識別領(lǐng)域，實現(xiàn)了實時人臉檢測，使人臉檢測技術(shù)取得了突破性進展。該算法是挑選出一些最能代表人臉的矩形特征（弱分類器），按照加權(quán)投票的方式將弱分類器構(gòu)造為一個強分類器，再將訓(xùn)練得到的若干強分類器串聯(lián)組成一個級聯(lián)結(jié)構(gòu)的層疊分類器，有效地提高分類器的檢測速度。

2.2 人臉圖像預(yù)處理

預(yù)處理是人臉識別過程中的一個重要環(huán)節(jié)。輸入圖像在采集、傳輸、變換過程中，由于多種原因，往往會造成圖像與原始人物之間產(chǎn)生某些差異。這些質(zhì)量的退化會對下一步的特征提取造成很大的影響，因此有必要對分割出來的圖像進行適當?shù)奶幚?，使其有利于計算機的運算，這種處理就是圖像的預(yù)處理[1]。

通常圖像的預(yù)處理有濾波法、基于數(shù)學(xué)形態(tài)的預(yù)處理方法等。濾波法常用基于空間域的均值濾波、高斯濾波、中值濾波、邊緣保持濾波和基于頻率域濾波的低通、高通、帶阻濾波等[2]；基于數(shù)學(xué)形態(tài)的預(yù)處理方法有灰度腐蝕、灰度膨脹、灰度開運算、灰度閉運算等方法。論文簡單介紹了濾波法的計算原理。

均值濾波是用像素鄰域內(nèi)的各像素灰度平均值代表原來的灰度值，此法能有效地去除噪聲，但容易使邊緣模糊。

高斯平滑濾波器是根據(jù)高斯函數(shù)的形狀來選擇權(quán)值的線性平滑濾波器。高斯平滑濾波器對去除服從正態(tài)分布的噪聲是很有效的，在邊緣檢測之前要對圖像進行平滑濾波，往往采用高斯濾波器。

中值濾波是用局部的中值代替局部均值。在灰度圖像 f 中以像素（x，y）為中心的 N×N 屏蔽窗口（N= 3， 5， 7， …）內(nèi)， 首先把這 N×N 個像素點的灰度值按大小進行排序，然后選取值的大小處于中間位置的灰度值α， 使 f （ x ， y）α。這樣 ， 把被處理點的某一鄰域中像素灰度中值作為該點灰度的估計。

2.3 人臉識別常用算法

2.3.1 基于主成分分析的人臉識別算法

主成分分析法（Principal Component Analysis，PCA）是最早、研究最廣泛的人臉識別方法。該方法識別人臉時，將單張人臉圖像投影到此低維空間，用所得投影坐標系數(shù)與目標樣本集中的投影系數(shù)進行比對，以確定最佳特征臉。其步驟如下：

①利用濾波或膨脹、腐蝕等方法對人臉圖像進行預(yù)處理。

②讀入特定人臉數(shù)據(jù)庫，形成人臉樣本的特征空間。

③將訓(xùn)練樣本圖像和測試人臉圖像進行正交變換、投影等。

④選擇合適分類方法判斷訓(xùn)練樣本和測試人臉是否同類。

2.3.2 基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的識別方法

心理學(xué)家McCulloch和數(shù)學(xué)家Pitts 合作提出了形式神經(jīng)元的數(shù)學(xué)模型， 成為人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的開端。神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)把模型的統(tǒng)計特征隱含在神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)和參數(shù)中，對于人臉這類復(fù)s的、難以顯示描述的模型，基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的方法具有獨特優(yōu)勢。神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的魯棒性比較好，但是訓(xùn)練慢，并可能陷入局部最優(yōu)。

2.3.3 基于隱馬爾科夫模型的人臉識別算法

隱馬爾可夫模型（HMM）的基本理論發(fā)起于20世紀六七十年代，Samaria等人最早提出關(guān)于人臉的隱馬爾可夫模型，使用人臉圖像中的額頭、眼睛、鼻子、嘴巴和下巴5個特征參數(shù)，隱含5個形態(tài)，將人臉用矩形從上到下分成若干區(qū)域，將窗口內(nèi)的像素點數(shù)據(jù)排成列向量，用每個區(qū)塊的像素值作為觀察序列來進行人臉識別。

除以上方法外，還有很多不同的算法，如基于三維的人臉識別、基于主動近紅外圖像的多光源人臉識別技術(shù)、基于皮膚特征的人臉識別都取得了很好的應(yīng)用效果。

3 系統(tǒng)的構(gòu)建

MATLAB是一種用于算法開發(fā)、數(shù)據(jù)可視化、數(shù)據(jù)分析以及數(shù)值計算的高級技術(shù)計算語言和交互式環(huán)境，利用其對待識別人臉圖像的預(yù)處理、判斷待識別圖像是否在人臉庫中、對選取不同訓(xùn)練樣本個數(shù)下識別效率進行比較。

3.1 ORL人臉庫

英國劍橋大學(xué)的ORL人臉庫包含40個人，每人10幅圖像，每幅圖像大小為92×112，圖像是在不同時間、光線輕微變化的條件下攝制的，其中包括姿態(tài)、光照和表情的差別。

3.2 圖像預(yù)處理

通過幾何歸一化對輸入的圖像加工，使其與人臉庫的圖像一致，然后將彩色圖像轉(zhuǎn)換為灰度圖像，通過灰度拉伸，直方圖均衡化等方法完成對圖像的處理。

3.3 人臉識別

根據(jù)具體情況選擇不同的核心算法，以HMM算法為例，對人臉庫中的圖像進行訓(xùn)練，得出人臉庫的HMM值。

在建立完人臉庫后，用與訓(xùn)練相同的方法提取待識別人臉的HMM值，并與原人臉庫中存在的HMM值進行比較，求出各項的相似概率，對這些概率進行排序，輸出相似概率最大項。

【參考文獻】

第7篇：濾波器設(shè)計論文范文

【關(guān)鍵詞】電子時間引信 實驗室動態(tài)性能試驗 計時終點 爆炸聲音信號采集

電子時間引信的實驗室動態(tài)性能試驗，是利用離心機模擬引信工作時的外部力學(xué)環(huán)境，使引信完成電池激活、機構(gòu)解保，直至最終按照裝定時間輸出點火信號。該項試驗的主要目的就是考核引信計時精度是否滿足指標要求，所以準確的設(shè)置引信計時起點和計時終點是關(guān)鍵的一環(huán)。在這項實驗中，我們把引信電池激活信號設(shè)為計時起點，把引信作用時火工品的爆炸聲音信號作為計時終點。以往的電子時間引信實驗室動態(tài)性能試驗，是靠人工監(jiān)聽引信作用時火工品的爆炸聲音信號作為計時終點，這種方法誤差大、實時性差、容易漏聽信號，影響試驗結(jié)果的準確性。針對上述問題，提出了一種利用音頻信號處理系統(tǒng)自動采集火工品爆炸聲音信號的方法，以實現(xiàn)對電子時間引信計時終點信號的準確采集。

1 實驗室動態(tài)性能試驗系統(tǒng)的組成與工作原理

實驗室動態(tài)性能試驗系統(tǒng)由離心機和電性能測試系統(tǒng)兩部分組成，利用離心機產(chǎn)生引信發(fā)射時所需的外部力學(xué)環(huán)境，通過電性能測試系統(tǒng)對引信工作性能進行測試。離心機由轉(zhuǎn)臂運轉(zhuǎn)系統(tǒng)、轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)等組成，電性能測試系統(tǒng)由組合裝定器、阻抗測試電路、計時電路、信號檢測處理電路、信號通路自動切換電路、音頻信號處理系統(tǒng)等組成。系統(tǒng)組成的原理框圖如圖1所示。

根據(jù)電子時間引信的工作原理，當電池激活后，引信內(nèi)部計時電路即開始工作，當計時到預(yù)先裝定的時間后，即輸出點火信號，點燃火工品，引信完成作用。所以，試驗時轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)按照預(yù)先設(shè)定的過載加速度曲線和自轉(zhuǎn)升速曲線控制轉(zhuǎn)臂運轉(zhuǎn)系統(tǒng)運行，產(chǎn)生引信工作所需的外部力學(xué)環(huán)境，使引信完成電池激活、機構(gòu)解保，直至最終按照裝定時間輸出點火信號。電性能測試系統(tǒng)把引信電池激活信號設(shè)為計時起點，把引信作用時火工品的爆炸聲音作為計時終點，在檢測到電池激活信號后，同步啟動內(nèi)部計時器，開始計時，并通過音頻信號處理系統(tǒng)自動監(jiān)測引信火工品爆炸聲音信號，當采集到火工品爆炸聲音信號后，停止計時，得到的時間即為引信計時時間參數(shù)。

2 計時終點爆炸聲音信號采集方法

2.1 爆炸聲音信號采集原理

音頻信號處理系統(tǒng)是采用聲學(xué)原理，利用聲音信號采集電路獲取聲波信號，并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號進行處理。主要由聲音傳感器、音頻放大器、濾波器、A/D轉(zhuǎn)換器、電源模塊和信號處理器組成，其原理框圖見圖2所示。

其中聲音傳感器是一種聲-電轉(zhuǎn)換器件，將空間中的聲音信號轉(zhuǎn)換為電壓信號，傳感器輸出的信號通過音頻放大器對其進行放大。放大后的模擬信號通過帶通濾波器進行濾波，濾除掉系統(tǒng)噪聲和背景聲音，濾波后的模擬信號通過A/D轉(zhuǎn)換器進行采樣，采樣結(jié)果送入信號處理器進行分析處理，如果確定為有效爆炸聲音信號，則輸出計時終點信號給計時器。為了滿足在離心機高速運轉(zhuǎn)情況下，對引信計時精度測量的使用要求，音頻信號處理系統(tǒng)必須具有較高的靈敏度和較快的響應(yīng)速度。

聲音傳感器選擇全向型駐極體電容式麥克風(fēng)，與音頻放大器共同構(gòu)成聲音信號檢測電路，其原理圖見圖3所示，圖中MIC端連接駐極體麥克風(fēng)的漏極輸出端，R4為靈敏度調(diào)節(jié)電阻，通過改變其阻值，可以調(diào)整系統(tǒng)的聲音靈敏度。

A/D轉(zhuǎn)換器完成濾波器輸出音頻模擬信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換，為了保證信號處理的速度和精度，必須具有較高的轉(zhuǎn)換速率和轉(zhuǎn)換精度，因為濾波器輸出的模擬信號為雙極性信號，所以A/D轉(zhuǎn)換器的信號輸入范圍應(yīng)滿足正負信號的采樣要求。Maxim公司推出的MAX197是一款8通道、12位的高速A/D轉(zhuǎn)換芯片。采用單一電源+5V供電，單次轉(zhuǎn)換時間僅為6μs，采樣速率可達100k/s，可通過軟件設(shè)置±10V、±5V、0～10V、0～5V等四種量程，可滿足本系統(tǒng)的使用要求。

信號處理器是音頻信號處理系統(tǒng)的核心部分，實現(xiàn)系統(tǒng)的初始化、信號采樣、數(shù)據(jù)處理等功能。為了保證信號處理的實時性，采用C8051F310單片機作為數(shù)據(jù)處理器。全系統(tǒng)的工作流程見圖4所示。

2.2 濾波器的設(shè)計

音頻信號處理系統(tǒng)是用來在引信實驗室動態(tài)性能試驗時采集火工品爆炸聲音信號的設(shè)備，其工作時離心機處在高速旋轉(zhuǎn)的工作過程中，交流電機干擾（200～300kHz）、變頻器干擾（800kHz左右），離心機旋轉(zhuǎn)產(chǎn)生的機械噪聲（15～25kHz），都會對它的信號采集產(chǎn)生影響，同時因為前端一般會混入50Hz的交流電源噪聲，為了有效識別火工品爆炸聲音，必須對各種背景噪聲進行濾波。本系統(tǒng)使用時對響應(yīng)速度要求較高，軟件濾波的方法不可行，應(yīng)選用硬件濾波器對聲音信號采集電路輸出的信號進行濾波，然后送入A/D轉(zhuǎn)換器進行模數(shù)轉(zhuǎn)換。爆炸聲音的頻率范圍集中在3～5kHz之間，為了可靠濾除背景噪聲信號，需要一個具有尖銳截止特性的帶通濾波器。

2.2.1 濾波器類型的選擇

一般有源連續(xù)濾波器有以下類型：

（1）巴特沃斯（Butterworth）型濾波器在通帶和止帶內(nèi)沒有復(fù)雜的紋波。相位響應(yīng)的線性特性比較好。但是接近通帶的止帶衰減不夠快，即滾降特性不太好。

（2）切比雪夫（Chebyshev）型濾波器是為了在接近通帶的止帶產(chǎn)生最佳的衰減，即具有最快的滾降。但是它在相位上不是線性的，不同的頻率分量要受到不同時間延遲的支配，而且會在通帶或者止帶內(nèi)產(chǎn)生紋波。

（3）橢圓函數(shù)（ Elliptic）型濾波器可以產(chǎn)生比切比雪夫型或巴特沃斯型濾波器更陡峭的滾降，不過卻在通帶和止帶內(nèi)同時引入了內(nèi)容復(fù)雜的紋波，并造成較強的非線性相位響應(yīng)。

本系統(tǒng)設(shè)計中所需要的帶通濾波器，要在接近通帶的止帶產(chǎn)生比較好的衰減，并且濾波器階數(shù)在滿足要求的前提下應(yīng)盡可能小。切比雪夫型濾波器具有比較快的滾降，相位響應(yīng)基本滿足要求，且相對其他濾波方式完成相同的指標所需階數(shù)較小。經(jīng)過權(quán)衡取舍，選擇了切比雪夫型濾波器來設(shè)計帶通濾波器。

2.2.2 濾波器器件的選擇

普通硬件有源濾波器由運算放大器和R、C組成，雖然比較容易實現(xiàn)，但參數(shù)調(diào)試困難，而且當工作頻率較高時，元件周圍的雜散電容將會嚴重影響濾波器的特性，使其偏離預(yù)定的工作狀態(tài)。Maxim公司生產(chǎn)的MAX274是一種連續(xù)時間有源濾波器，內(nèi)部有4個2 階狀態(tài)可變?yōu)V波器單元，可實現(xiàn)巴特沃斯型、切比雪夫型、橢圓函數(shù)型以及貝賽爾（ Bessel）全通型濾波器。采用MAX274設(shè)計濾波器的優(yōu)點有：

（1）電路簡單，不需外接電容，根據(jù)設(shè)計要求，每個濾波單元只需外接4個編程電阻，即可實現(xiàn)從100Hz～150kHz的低通、帶通濾波；

（2）Maxim公司網(wǎng)站提供了免費的專用設(shè)計軟件，免去了人工復(fù)雜計算；

（3）MAX274是單片集成結(jié)構(gòu)，高頻工作時基本不受雜散電容的影響，對電阻誤差也不敏感；

（4）所設(shè)計濾波器的中心頻率、轉(zhuǎn)折頻率、Q 值以及放大倍數(shù)等都可由外加電阻加以確定，參數(shù)調(diào)整十分方便；

（5）由于放大倍數(shù)可調(diào)， 所以常常設(shè)計成與后續(xù)模數(shù)轉(zhuǎn)換器直接接口的形式，省卻了放大電路；

（6）該芯片為連續(xù)時間型，比開關(guān)型濾波器噪聲低、動態(tài)特性好；并且不需要時鐘，故沒有時鐘噪聲。

其外部接口圖見圖5所示。

2.2.3 濾波器參數(shù)的確定

利用MAX274設(shè)計一個濾波器的計算量很大，階數(shù)越多，計算越困難。為此，Maxim公司提供了免費的設(shè)計軟件，該軟件可根據(jù)所要求的濾波器形式，計算出濾波器階數(shù)、極點值、Q值和電阻大小，省去了人工計算。其設(shè)計步驟如下：

（1）通過在軟件主選單上選擇濾波器的類型并進入設(shè)置各個參數(shù)（通帶頻率f1=3.5kHz， f2=5.5kHz，阻帶頻率fs1=2.5kHz，fs2=7.7 kHz，通帶最大衰減Amax=1 dB，阻帶最小衰減Amin=30dB，階數(shù)m=6） 。

（2）設(shè)置完成后退回主選單進行硬件設(shè)置，可以得到各個二階節(jié)的參數(shù)，包括中心頻率f0、品質(zhì)因數(shù)Q值、增益和電阻值，各個參數(shù)還可根據(jù)實際情況修改，一般除增益與電阻值外其他參數(shù)較少修改。設(shè)置完各項參數(shù)后，可對各個二階節(jié)的電阻值進行修改并標準化，以配合實際調(diào)試。如果電阻值超過5 MΩ，為防止寄生電容的影響，可以通過軟件直接將電阻轉(zhuǎn)化為等值的T 型網(wǎng)絡(luò)。最后把各個二階節(jié)按Q 值的大小由低到高順序排列，以獲得較大的動態(tài)響應(yīng)范圍。

（3）設(shè)置完電阻后可觀察各個二階節(jié)的幅頻特性和相頻特性，方便驗證實際設(shè)計的每個二階節(jié)的頻譜。

（4）利用Maxim附帶的軟件設(shè)計出的頻帶范圍為3.5 kHz～5.5kHz 的六階切比雪夫型濾波器的各級電阻值為：第一級二階節(jié)：R1=249.63kΩ，R2=567.309 kΩ，R3=1.032MΩ，R4=562.309kΩ；第二級二階節(jié)：R1=404.719kΩ，R2=455.842kΩ，R3=404.719kΩ，R4=450.842 kΩ；第三級二階節(jié)：R1=161.171kΩ，R2=366.277kΩ，R3=666.021kΩ，R4=361.277kΩ。

2.3 測量誤差分析

音頻信號處理系統(tǒng)對爆炸聲音信號采集時，要經(jīng)過運放MAX4468、濾波器，最后通過MAX197進行采樣，模擬量的測試誤差主要包括運放引進的誤差和A/D轉(zhuǎn)換器引進的誤差兩部分。

運放在工作中引入的誤差主要體現(xiàn)在其失調(diào)、溫漂等靜態(tài)誤差和帶寬限制引起的動態(tài)誤差。本設(shè)計中被測量頻率較低，器件的帶寬完全滿足且有很大余量，可以忽略動態(tài)誤差。靜態(tài)誤差是由很多因素引起的，設(shè)計中已經(jīng)充分考慮了器件的阻抗匹配，并采用調(diào)零的方法對失調(diào)誤差進行了補償，但還必須考慮噪聲、供電、溫漂等因素帶來的影響。根據(jù)運放的等效電路模型，得出運放的合成誤差為：

（1）

（2）

上式中包含的等效靜態(tài)參數(shù)的定義是：Z1是等效輸入阻抗，ZL是負載的等效阻抗，rio是等效開環(huán)輸入電阻，roo是等效開環(huán)輸出電阻，Zf是等效反饋電阻，Aod是等效差模電壓增益，Vos是等效輸入失調(diào)電壓，F(xiàn)d是等效反饋系數(shù)。

查閱運放MAX4468的技術(shù)手冊，獲取上述參數(shù)值，代入式（1）計算得到Vo≈0.201mV。

MAX197具有12位的分辨率，量化誤差為1LSB，當采樣量程為±5V時，引進誤差約為2.44mV。

綜上所述，可知系統(tǒng)對聲音信號的采集誤差約為2.641mV。聲音信號采集電路輸出信號的上升率大約為2V/ms，測量誤差在信號采樣時對時間帶來的影響約為1.32ns。所以整個采集電路完全滿足聲音信號的測試精度要求，測試結(jié)果可信度高。

3 試驗驗證

音頻信號處理系統(tǒng)獨立安裝在離心機臺體中，實時采集被測引信火工品作用時的爆炸聲音信號，并輸出計時停止信號給電性能測試系統(tǒng)。其驗證過程分濾波器性能仿真和整機性能測試兩部分。

3.1 濾波器性能仿真

由于Maxim提供的軟件仿真出來的頻譜圖并不十分精確，而且無法觀察級聯(lián)起來后的頻譜，首先在MATLAB下完成仿真得到更加精確的頻譜。仿真可根據(jù)二階節(jié)的內(nèi)部結(jié)構(gòu)得到輸入比帶通輸出的傳遞函數(shù)：

（3）

式中： C=79.5 pF。

把設(shè)計軟件中得到的每個二階節(jié)的電阻值代入相應(yīng)的傳遞函數(shù)中，再把每個二階節(jié)的傳遞函數(shù)相乘，可以得到最后輸出的幅頻響應(yīng)，見圖6實線部分。

設(shè)計中，實際能實現(xiàn)的電阻阻值與計算值之間有一定的誤差，即使使用可調(diào)電阻，也存在誤差。因此要對電阻值進行取舍，一般只要誤差不超過5%，電阻值對濾波器波形的影響就不大，基本可以滿足要求。

在實際調(diào)整電阻值過程中要遵循以下簡單的原則：R1的阻值與增益成反比， R3的阻值與品質(zhì)因數(shù)Q成正比，R2與R4的阻值分別與帶寬成反比。

實際調(diào)試后，得出了比較令人滿意的幅頻響應(yīng)，見圖6虛線部分。調(diào)整之后的各級電阻值是：第一級二階濾波器：R1=240kΩ，R2=560kΩ，R3=1.0MΩ，R4=820kΩ；第二級二階節(jié)：R1=390kΩ，R2=430kΩ，R3=390kΩ，R4=620kΩ；第三級二階節(jié)：R1=160kΩ，R2=360kΩ，R3=620kΩ，R4=390 kΩ。

3.2 整機性能測試

按照仿真得到的結(jié)果，調(diào)整濾波器電路參數(shù)值，利用音頻信號處理系統(tǒng)對不同型號火工品，進行實際的爆炸聲音信號采集，同時利用示波器對測試信號進行監(jiān)測，實際火工品爆炸聲音測試信號見圖7所示，經(jīng)過多次試驗均可靠監(jiān)測到火工品的爆炸聲音信號，證明音頻信號處理系統(tǒng)性能穩(wěn)定，工作可靠，不同型號火工品因為爆炸聲音強度不同，所以系統(tǒng)的反應(yīng)時間略有不同，但平均響應(yīng)時間都在3ms左右，滿足使用要求。表1中列出了不同型號火工品作用時的系統(tǒng)響應(yīng)時間測量值。

4 結(jié)論

本文提出的電子時間引信計時終點信號采集方法，是在電子時間引信實驗室動態(tài)性能試驗系統(tǒng)中，利用音頻信號處理系統(tǒng)自動采集火工品爆炸聲音信號。試驗驗證結(jié)果表明，該方法可大大提高采集火工品爆炸聲音信號的準確度，且相應(yīng)速度快，系統(tǒng)性能穩(wěn)定可靠，實現(xiàn)了對電子時間引信計時終點的有效采集，系統(tǒng)響應(yīng)時間可滿足電子時間引信計時精度考核的要求。該方法已在某型火箭彈引信實驗室動態(tài)綜合性能檢測系統(tǒng)中得到應(yīng)用。

參考文獻

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[3]黃凌，陳，楊偉迎等.基于MAX274的音頻濾波器設(shè)計[J].電聲技術(shù).2006，09.30-33.

第8篇：濾波器設(shè)計論文范文

關(guān)鍵詞:光子晶體光纖 摻鉺波導(dǎo)放大器陣列波導(dǎo)光柵光分插復(fù)用器 光交叉連接器

中圖分類號: TN801文獻標識碼:A文章編號:1007-3973 (2010) 07-072-03

近年來,人們?nèi)找媾蛎浀男畔⑿枨?刺激了全球通信業(yè)務(wù)的迅猛增長,為光纖通信網(wǎng)的發(fā)展帶來了巨大的機遇和挑戰(zhàn)。密集波分復(fù)用(dense wavelength division multiplexing, DWDM)技術(shù)能夠在一根光纖上同時傳送超過200個波長信號,使光纖傳輸系統(tǒng)的容量達到10Tb/s以上,是目前最具吸引力的光域復(fù)用技術(shù)。以DWDM技術(shù)為核心的光纖通信系統(tǒng)采用光交換技術(shù)從本質(zhì)上降低或消除了系統(tǒng)對光電轉(zhuǎn)換和光電處理的需求,推動光纖通信系統(tǒng)向著超高速、大容量的全光網(wǎng)絡(luò)方向邁進。

DWDM系統(tǒng)的優(yōu)勢要依賴關(guān)鍵光器件的優(yōu)越性能才能充分發(fā)揮。新型光器件是推動DWDM系統(tǒng)速度、容量不斷躍上新臺階的物質(zhì)基礎(chǔ),因而成為近年來研究的熱點內(nèi)容。DWDM系統(tǒng)涉及的主要光器件有光纖、波分復(fù)用/解復(fù)用器、光放大器、光分插復(fù)用器和光交叉連接器等。

1光子晶體光纖

目前工程中廣泛應(yīng)用的光纖是G.652光纖,它在1550nm附近傳輸損耗最低,但偏振色散系數(shù)較大,要實現(xiàn)長距離、 高速率傳輸需要加入色散補償光纖進行色散調(diào)節(jié)。

朗訊公司發(fā)明的全波光纖ALL-wave Fiber將光纖可利用的波長增加了100nm左右,相當于125個波長通道(100MHz通道間隔)。但是它在色散和非線性方面并沒有很大改善。

光子晶體光纖(Photonic Crystal Fiber,PCF)利用光子帶隙(Photonic Band Gap,PBG)來導(dǎo)光。原理如圖1所示。PCF纖芯是在周期性的結(jié)構(gòu)中抽取幾個空氣孔而構(gòu)成。光波在空氣孔形成的缺陷中傳播。由于空氣傳導(dǎo)具有更低的本征散射損耗和吸收損耗,因此PCF的性能參數(shù)(色散、損耗、非線性效應(yīng)等)要小于常規(guī)光纖。

圖1PBG-PCF

結(jié)構(gòu)合理的PCF具有極寬的通信帶寬,可以在幾乎全波段內(nèi)實現(xiàn)單模傳輸。并且,即使放大光纖的結(jié)構(gòu)尺寸,這種“無截止單模特性”仍能保持。目前,光子晶體光纖的模式面積已經(jīng)達到普通光纖的十倍以上,這大大降低了光在芯中傳輸?shù)墓夤β拭芏?減小了非線性效應(yīng)。PCF在低于1.3um波長處可獲得反常色散,同時保持單模傳輸,這是常規(guī)光纖無法做到的。改變空氣孔的排列和大小,光線的色散和色散斜率會隨之劇烈變化。合理設(shè)計的PCF可以獲得超過-2000ps/nm•k m的色散值。普通單模光纖以二氧化硅為材料,不可避免的本征吸收和瑞利散射使得其能量消耗很高。而PCF具有極低的光波能量損耗(

2摻鉺波導(dǎo)放大器

光放大器(optical amplifier,OA)的出現(xiàn)和發(fā)展解決了衰減對光網(wǎng)絡(luò)傳輸速度和距離的限制、開創(chuàng)了1550nm頻段的波分復(fù)用,是光纖通信發(fā)展史上的一個劃時代事件。

摻鉺波導(dǎo)放大器(Erbium Doped Waveguide Amplifier,EDWA)是繼目前已經(jīng)獲得廣泛應(yīng)用的摻鉺光纖放大器、半導(dǎo)體光放大器和光纖拉曼放大器之后的又一種具有發(fā)展前途的光放大器。

EDWA是由嵌入非晶體摻鉺玻璃基片上的波導(dǎo)組成的。在波導(dǎo)中摻入高濃度的Er3+作為增益介質(zhì),利用光波導(dǎo)結(jié)構(gòu)將抽運光能量約束在截面積非常小的區(qū)域。從而提高抽運光功率密度和有效作用長度,實現(xiàn)在1550nm波長內(nèi)單位長度波導(dǎo)的高信號增益。EDWA中的泵浦激光器、泵浦復(fù)用器、絕緣器和平坦增益濾波器都可以集成在一個極小的封裝之內(nèi)。最小的EDWA模塊體積只有1301mm3。

與半導(dǎo)體光放大器比較,EDWA的噪聲指數(shù)低,振相關(guān)性低且無通道串擾。與摻鉺光纖放大器比較,EDWA尺寸更小,成本低,便于集成,在特定節(jié)點可提供10dB左右的特定增益。

在接入網(wǎng)和城域網(wǎng)中,波分復(fù)用器、隔離器、調(diào)制器、光交叉連接器等器件都需要與放大器組合使用來補償其損耗。在網(wǎng)絡(luò)的多個地點安裝少量的小放大器,顯然可以獲得更高的性價比。

3基于陣列波導(dǎo)光柵的光復(fù)用器和解復(fù)用器

DWDM系統(tǒng)中的光復(fù)用器和解復(fù)用器十分關(guān)鍵。實現(xiàn)方法有很多,有干涉濾光器型、光纖耦合器型、光柵型、集成光波導(dǎo)型等。

陣列波導(dǎo)光柵(arrayed waveguide grating, AWG)復(fù)用/解復(fù)用器屬于集成光波導(dǎo)型,具有波長間隔小、通道平坦、低偏振相關(guān)性、低插入損耗性等優(yōu)點,被認為是DWDM系統(tǒng)中光復(fù)用/解復(fù)用器最可行的實現(xiàn)方案。AWG是一種平面光波導(dǎo)的無源器件,基于平面光波回路技術(shù),將輸入波導(dǎo)、輸出波導(dǎo)、陣列波導(dǎo)和兩個平板波導(dǎo)(自由傳播區(qū)域)集成在同一個襯底上制成。

來自輸入光纖的多波長信號經(jīng)過AWG之后,在輸出端的各個光纖上可以得到具有一定排列順序的單波長信號。AWG具有雙向傳輸特性,一個方向輸入為復(fù)用方式,另一個方向輸入為解復(fù)用方式。

為了達到DWDM系統(tǒng)的性能要求,復(fù)用/解復(fù)用器件必須滿足插入損耗小、隔離度大、帶內(nèi)平坦、偏振不敏感、溫度穩(wěn)定性好、復(fù)用通路數(shù)多、尺寸小等特點。

目前AWG的制作技術(shù)不斷進步,使得其性能有了很大提高。采用氟甲基丙烯聚合物,能夠制造出信道間隔為0.65nm、14信道的AWG復(fù)用器。其3dB帶寬為0.19nm,偏振導(dǎo)致的波長偏差僅為0.3nm,幾乎是偏振不相關(guān)的。在陣列波導(dǎo)上放置一個有窗口的金屬掩膜,可以將信道串擾降低到所希望的水平。采用該技術(shù),在陣列波導(dǎo)數(shù)為81,輸入/輸出波導(dǎo)為32時,獲得了10Hz間隔,串擾為-17～-30dB(TE模)和16～-27dB(TE模)的32信道AWG復(fù)用/解復(fù)器。另外,無熱AWG控制技術(shù)使得AWG幾乎可以做到對溫度不敏感。而低損耗槽技術(shù)能夠在100GHz信道間隔的16信道無熱硅基AWG復(fù)用/解復(fù)用器中獲得小于3.2dB的插入損耗。

4基于聲光可調(diào)諧濾波器的光分插復(fù)用器

光交換是未來全光網(wǎng)中最為顯著的特點之一,它既克服了電交換產(chǎn)生的速率瓶頸,又為智能光網(wǎng)絡(luò)提供了技術(shù)保障。光交換技術(shù)可分為光路交換、光分組交換和光突發(fā)交換。

光路交換,又稱為波長路由,是目前研究比較成熟的技術(shù)。波長路由利用動態(tài)路由和波長分配、通過光分插復(fù)用(Optical Add-Drop Multiplexes,OADM)設(shè)備光交叉連接(Optical Cross Connect,OXC)設(shè)備,使信號回避電層處理直接通過透明的波長通道或“虛波長通道”(由波長值不同的一系列波長連接起來的一條光路)到達目的節(jié)點。

光分插復(fù)用器OADM是針對本地網(wǎng)絡(luò)的關(guān)鍵節(jié)點設(shè)備,可以分為固定OADM和可配置OADM(ROADM)。后者能夠根據(jù)網(wǎng)絡(luò)環(huán)境的變化在一條DWDM鏈路中隨意上下路幾個波長,而不影響其它信號的透明傳輸。較之固定OADM更加靈活。一個功能齊備的OADM節(jié)點主要包括分插濾波模塊、上/下路控制單元、光功率均衡單元、色散補償單元、保護倒換模塊、網(wǎng)元管理單元和光功率監(jiān)測單元。波長信道的上下路是OADM節(jié)點的核心功能,實現(xiàn)技術(shù)已有很多,按組成方式可做如下分類:

(1) 分波器+波長交換單元+合波器

(2) 耦合單元+濾波單元+合波器

(3) 波導(dǎo)型OADM

(4) 基于陣列波導(dǎo)光柵

(5) 基于聲光可調(diào)諧濾波器(acousto-optic tunable filter,AOTF)

基于AOTF的可配置OADM是目前的研究熱點?；贚iNbO3晶體的波導(dǎo)型聲光濾波器由嵌在LiNbO3晶體中的鈦波導(dǎo)組成。結(jié)構(gòu)如圖2所示,包括兩個對稱的偏振分束器(polarization beam splitter,PBS),中間是聲光模式轉(zhuǎn)換器。輸入光被第一個偏振分束器分為兩個方向相互垂直的偏振態(tài)(TE/TM)沿著波導(dǎo)兩臂傳播。射頻信號將聲波引入波導(dǎo)并沿聲表面波導(dǎo)傳播,引起光波導(dǎo)折射率呈周期性的調(diào)制,折射率的變化引起被選擇的波長偏振方向發(fā)生變化,TE模式變?yōu)門M模式,TM模式變?yōu)門E模式,其它光的偏振模式不變。波長的選擇由聲波的頻率決定。第二個偏振分束器用來將被選擇的光從入射光中分離出來經(jīng)下路端口輸出,而其他光經(jīng)直通端口輸出。上路波長經(jīng)上路端口輸入,在相應(yīng)頻率聲波作用下,模式轉(zhuǎn)換后由直通端口輸出。從當輸入多個聲波頻率時,還能實現(xiàn)多路波長同時上下路。

圖2AOTF工作原理圖

較之其他的OADM方案,基于AOTF的OADM波長尋址范圍大、沒有可移動的部件、調(diào)諧速度快而且隔離度高。AOTF便于集成,有利于減小OADM系統(tǒng)的體積。

5基于光纖Bragg光柵的光交叉連接器

光交叉連接(OXC)能夠使不同輸入鏈路間的波長在光域上實現(xiàn)交叉連接,使單獨的DWDM網(wǎng)和鏈路連接起來,形成全局性的DWDM網(wǎng)絡(luò)。OXC節(jié)點的主要功能是實現(xiàn)波長級的波長選路和交叉連接。在此基礎(chǔ)上實現(xiàn)波長指配(根據(jù)需要為進入光交叉連接的節(jié)點的光通道提供合適的波長,建立波長通道連接或者虛波長通道連接)、波長恢復(fù)和網(wǎng)絡(luò)的重構(gòu)。

基于光纖Bragg光柵(fiber Bragg gratings,FBG)的OXC能夠?qū)⑷魏我粭l入口光纖上的任何一路波長交叉連接到任何一條出口光纖的一路相同波長上。這種波長選擇交叉連接功能目前在網(wǎng)絡(luò)中應(yīng)用十分廣泛。

一種新型的基于FBG的OXC基本結(jié)構(gòu)如圖3所示:

圖3 新型的2無阻礙交換

一個環(huán)形器和兩個可調(diào)FBG組成了2的OXC。通過調(diào)節(jié)FBG可以實現(xiàn)任意兩路波長信號無阻礙地的平行或交叉連接。

波長為 1、 2的輸入信號經(jīng)輸入端口1進入環(huán)形器,調(diào)節(jié)兩個FBG使其布拉格反射波長分別為 1、 2,則波長、經(jīng)FBG反射由輸出端口1輸出。當FBG的布拉格反射波長均偏離 1、 2時波長 1、 2經(jīng)FBG透射,由輸出端口2輸出。若調(diào)節(jié)其中一個FBG布拉格反射波長為 1或者 2,可使得一個波長相對于輸入交叉輸出,另一個則平行輸出。

以上述2的OXC為基本單元可以組成4的OXC結(jié)構(gòu)如圖4。完成任意四路波長信號無阻礙地平行或交叉連接。

圖4新型的4無阻礙交換

這種結(jié)構(gòu)OXC具有插入損耗小、使用器件少、可重構(gòu)性好等優(yōu)點。

6 結(jié)束語

DWDM技術(shù)在新的光纖通信系統(tǒng)中獲得了越來越多的應(yīng)用,正在從骨干網(wǎng)向城域網(wǎng)、接入網(wǎng)滲透。但光器件技術(shù)的局限影響了DWDM網(wǎng)絡(luò)的普及和發(fā)展。國內(nèi)外很多公司如Alcatel、華為,中興等均致力于新型光器件的研究和開發(fā),并不斷取得新的進展。未來功能強大、性能優(yōu)越、價格低廉的新型器件必將促進DWDM網(wǎng)絡(luò)的發(fā)展,加快全光網(wǎng)絡(luò)進程。

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第9篇：濾波器設(shè)計論文范文

此“圖外三談諧波”為繼“圖外談?wù)彰鳌?、“圖外再談?wù)彰鳌钡逆⒚闷?，亦系沉思指?dǎo)實踐環(huán)節(jié)教學(xué)，以“圖外談設(shè)計”形式，倡“彈指CAD，勿忘據(jù)理論”的工程觀。

關(guān)鍵詞 :電磁兼容; 諧波抑制;無功功率補償; 功率因數(shù);電能質(zhì)量

Abstract： There are three articles of "discussion about harmonics without drawing:"For the “first” article refers to “general overview”, for the “second” refers to “control measures” and for the “third” refers to “discussion and suggestion”, which totally endows philosophy upon overall outline and comprehensive treatment of harmonics. This “third” article refers to the end section, it firstly introduces current practices; and then conduct discussion on two unsuccessful cases and one successful case; finally elaborates new thoughts and implementation procedures for comprehensive treatment. In view of undeveloped and imperfect technology, immature suggestions are only for references.

This article of the third "discussion about harmonics without drawing” is the sister section in succession of “discussion about lighting without drawing” and “re-discussion about lighting without drawing”, which is also the thinking teaching of instruction and practice. In form of “discussion designed without drawing”, the engineering concept of “advocating both CAD and theory” prevail.

Key words：Electromagnetic compatibility, harmonic suppression, reactive power compensation, power factor, quality of electric energy

中圖分類號： R187+.7文獻標識碼：A文章編號：

1、當前作法

1.1諧波抑治

1.1.1主動治理為使系統(tǒng)少產(chǎn)生諧波，盡可能降低諧波染，制定了下列各類規(guī)定：

1.1.1.1建筑物

1.1.1.1.1民用建筑物與高壓、超高壓輸電線和雷達站之間保持足夠的安全距離；

1.1.1.1.2除醫(yī)院醫(yī)技樓、專業(yè)實驗室等，建筑物內(nèi)不設(shè)置大型有電磁輻射的裝置、核輻射裝置和電磁輻射較為嚴重的高頻電子設(shè)備。必須安裝這些設(shè)備的醫(yī)技樓、專業(yè)實驗室等必須采取屏蔽措施；

1.1.1.1.3大功率射頻干擾源的設(shè)備及安裝設(shè)備的建筑物應(yīng)采取屏蔽措施---板屏蔽、網(wǎng)屏蔽、室屏蔽。

1.1.1.2電氣線路

1.1.1.2.1民用建筑低壓配電，尤其是對用電負荷主要為單相用電設(shè)備供電的配電干線設(shè)計中，中性線（N）的截面不小于相線截面積。而對大量集中使用計算機、電視等電子設(shè)備供電的場合，TN系統(tǒng)配電回路的N及PEN線的截面積不小于相線截面的2倍；

1.1.1.2.2電子設(shè)備和元件較多的配電線路，選用有中性線過流保護的開關(guān)電器，且適當加大斷路器的斷流容量，防止短路故障因諧波干擾導(dǎo)至斷流容量不足而損壞開關(guān)和設(shè)備；

1.1.1.2.3為X光機、CT機，核磁共振機等設(shè)備供電的變壓器及饋線，應(yīng)當盡可能降低電源阻抗。

1.1.1.3防止電容器對諧波的放大

1.1.1.3.1適當調(diào)整電容器的安裝位置，以改變網(wǎng)絡(luò)參數(shù)；

1.1.1.3.2根據(jù)可能產(chǎn)生諧振的諧波次數(shù)，確定電容器的容量，或調(diào)整電容器投切分組容量，避開諧振點；

1.1.1.3.3在電容器回路中串聯(lián)適當?shù)目招碾娍蛊鳎拗齐娙萜髦返闹C波電流。如為限制3～5次諧波電流，可安裝相當于電容器容量4%～6%的串聯(lián)電抗器；

1.1.2被動治理對系統(tǒng)己產(chǎn)生的諧波，采用了下列方式削弱、抑制：

1.1.2.1LC無源電力濾波器

1.1.2.1.1只對設(shè)計針對頻率的諧波效果明顯，對其它頻率的諧波效果不明顯；

1.1.2.1.2濾波效果與系統(tǒng)運行狀況有關(guān)，當電網(wǎng)系統(tǒng)阻抗、頻率變化時，諧波效果降低；

1.1.2.1.3特殊諧波或系統(tǒng)阻抗、頻率的變化，可能與電網(wǎng)系統(tǒng)阻抗發(fā)生串聯(lián)或并聯(lián)諧振，造成電壓波形畸變和諧波電流放大，引起無源濾波器過壓、過流，甚至損壞，危及電網(wǎng)穩(wěn)定；

1.1.2.1.4負載諧波電流過大時，可能引起無源濾波器過載，使之損壞，造成事故。

1.1.2.2有源電力濾波器幾乎不受電網(wǎng)阻抗變化的影響，不存在諧波放大的危險，儲能元件容量小。對變化的諧波動態(tài)跟蹤補償?shù)挠性礊V波器，是治理電網(wǎng)諧波最有前途的措施。近年有源電力濾波器取得長足發(fā)展，國外雖有投入實際運行，我國還處于研制階段，工程應(yīng)用尚處于初期階段。

1.2無功補償

無功補償與諧波抑治是關(guān)聯(lián)最密切、難度最大、保障電網(wǎng)質(zhì)量最重要的兩方面。無功補償?shù)漠斍白鞣ǎ?/p>

1.2.1同步調(diào)相機既能補償固定的無功功率，也能對變化的無功功率動態(tài)補償。但反應(yīng)速度慢、損耗大、價昂，僅早期運用；

1.2.2并聯(lián)電容器雖有發(fā)生諧振事故的可能，但方便、靈活、價廉，工程中廣為應(yīng)用。只是僅能補償固定的無功；

1.2.3靜止無功功率補償裝置(SVC)以快速變化的電抗、電容構(gòu)成，能根據(jù)無功功率的需求，自動動態(tài)補償無功功率，亦可調(diào)整電、減少過、減少電閃爍。然動態(tài)調(diào)節(jié)基波無功時產(chǎn)生大量諧波，影響其推廣。此技術(shù)己成熟，應(yīng)用較多為下列四種：

1.2.3.1自飽和電抗器(SR)：由負荷電流控制飽和電抗器的磁飽和程度，負荷變化時其電抗值隨之變化，從而調(diào)節(jié)無功功率輸出的大??；

1.2.3.2晶閘管控制電抗器(TCR)：通過改變控制角而改變導(dǎo)通時間，相當于調(diào)節(jié)電抗器的電抗達到改變無功功率輸出的目的；

1.2.3.3晶閘管控制高漏電抗器(TCT)：原理同TCR，晶閘管斷開時呈高電抗，接通時根據(jù)控制角調(diào)節(jié)無功功率輸出的大小。因使用了變壓器，可直接接入高側(cè)；

1.2.3.4晶閘管投切電容器(TSC)：其晶閘管超前90°時接通并在斷開前一直保持此控制角，如電為正弦波，則流過TSC的電流亦正弦波，故無諧波產(chǎn)生，但此TSC不能在導(dǎo)通期間改變無功功率輸出的大小。

四種形式的靜止無功功率補償裝置(SVC)電路及參數(shù)對比于圖1及表1。從表1可見SR諧波來自磁飽和、非線性，TCR及TCT通過改變晶閘管控制角而調(diào)節(jié)電抗器的電抗，控制角大于90°時得不到交流電源的完整正弦波。此三種形式使用必考慮抑制它自生諧波，結(jié)構(gòu)、設(shè)計必復(fù)雜。

1.2.4靜止無功功率發(fā)生器(SVG)通過不同控制，既可發(fā)出無功功率(呈容性)，也能吸收無功功率(呈感性)。但功能單一，僅調(diào)節(jié)無功功率。

圖1 四種形式靜止無功功率補償裝置(SVC)電路

表1 四種形式靜止無功功率補償裝置(SVC)性能對比

2、案例討論

2.1案例1：某終端變電所裝ABB公司生產(chǎn)的串聯(lián)型諧波濾波器THF，感濾波效果欠明顯。

究其原因，可能是此系統(tǒng)的三次諧波在終端變電所的終端變壓器的繞組內(nèi)己抵消，而THF濾波僅針對三次諧波,對其它高次諧波及無功補償無能為力，所以感濾波效果欠明顯。

建議：如仍用ABB公司產(chǎn)品，改用ABB公司新近生產(chǎn)的有源動態(tài)諧波濾波器：

⑴ PQFI---適用于大功率三相三線系統(tǒng)；

⑵ PQFM---適用于較小功率三相三線系統(tǒng)；

⑶ PQFK---適用于混合型負載(含中性線中有零序諧波)三相四線系統(tǒng)；

⑷ PQFS---適用于商業(yè)、住宅及輕工負載(帶/不帶中性線負載)三相四線/三相三線系統(tǒng)。

2.2案例2：某大廈工程選用某廠ZN-TSF智能型低壓動態(tài)濾波補償成套裝置，亦感濾波效果欠明顯。

究其原因，可能是此大廈工程用了大量UPS，系統(tǒng)含有大量諧波。而此智能型低壓動態(tài)濾波補償成套裝置選用的是“標準抗諧振型”，僅適用于“含有少量諧波的系統(tǒng)”。

建議：如仍用此廠產(chǎn)品，改選“非標濾波型”，與制造廠協(xié)商按系統(tǒng)中諧波頻率及容量針對性特殊設(shè)計、生產(chǎn)。費用會升高，但能有的放矢解問題。

2.3案例3：某設(shè)計辦公樓0.4/0.23kV側(cè)為單母線分段，兩段母線分別各由一臺Dyn11干式變壓器供電，左段非線性負荷少，右段母線供負荷中大型UPS多，導(dǎo)致系統(tǒng)諧波超標(五次、七次諧波多，五次為68A)，電流畸變大(45%)。

2.3.1 原始條件原始系統(tǒng)測試數(shù)據(jù)見“表2案例3原始條件”；

2.3.2設(shè)計方案左段裝調(diào)諧式電抗電容器柜，著力無功功率補償；右段裝一臺70A有源電力濾波器濾除五、七次諧波，并配以調(diào)諧式電抗電容器柜著力無功補償。一次電路總方案見“圖2案例3系統(tǒng)概略圖”；

圖2 案例3系統(tǒng)概略圖

2.3.3 安裝位置排除效果不明顯的電源入口及需增費用的設(shè)專用箱兩方案，選用在分配電盤或負荷中心安裝。集中治理、投資少、效率高、結(jié)構(gòu)簡、運行可靠、維護方便。

2.3.4測試結(jié)果：分析過程以美福祿克公司FLUKE-41B電能質(zhì)量測試儀測試：至31階次諧波的電壓、電流及波

形；電壓、電流有效值及頻率；峰值、最大值、最小值、平均值及DC；功率、功率因數(shù)、諧波失真總量、峰值因數(shù)。篩選后的數(shù)據(jù)見“表3電容器投入前后”、“表4濾波器投入前后”。通過電容器投入前后、有源濾波器投入前后的瞬時電壓及電流波形圖、諧波電流頻譜圖、基波電流趨勢圖、功率因數(shù)變化趨勢圖、濾波效果(電壓、電流波形圖及柱狀圖)圖，列表對比分析，效果較理想。

表2案例3原始條件

表3電容器投入前后

表4濾波器投入前后

3、綜合治理

3.1新思路

3.1.1抑制諧波染和降低無功功率同時并舉是針對電網(wǎng)電源質(zhì)量品質(zhì)的兩項最關(guān)健指標、最復(fù)雜的技術(shù)難點的新舉措，對提高電能質(zhì)量有著十分重要的意義。

3.1.2雙管其下可以協(xié)調(diào)降無功與抑諧波彼此的尺度，避免過度無功補償導(dǎo)致諧振的危險，也是節(jié)省投資的技術(shù)經(jīng)濟皆顧及的綜合行為。

3.1.3兩類設(shè)備此兩功能多彼此交叉，可合理安排，充分發(fā)揮各設(shè)備長項及能，為專用、昂價、高技術(shù)設(shè)備的選用、配搭進行了新探索、新嘗試。

3.2實施步驟

當前情況下，從經(jīng)濟合理，技術(shù)可靠雙方面出發(fā)，建議綜合治理按步試行：

3.2.1先考慮無功功率補償按常規(guī)計算出有功及無功負荷量，確定無功功率補償量，從而略偏大地選定補償電力電容。建議當前還是采用：

3.2.1.1巡測繼電投切電容器的常規(guī)作法；

3.2.1.2晶閘管投切電容器的TSC法。

3.2.2考慮抑諧先測諧使用相應(yīng)儀器檢測系統(tǒng)的諧波次數(shù)及含量，除案例三外，檢測儀器尚多，例如：

3.2.2.1TOPAS電能質(zhì)量測試儀瑞士LEM公司生產(chǎn)，可連續(xù)跟蹤測量，了解系統(tǒng)帶負荷運行狀態(tài)下的數(shù)據(jù)。此儀器參數(shù)指標為：

3.2.2.2FLUKE-41B諧波測試儀美國FLUKE福祿克公司生產(chǎn)，用于測量電壓、電流的諧波情況及功率因數(shù)。此儀器參數(shù)指標為：

3.2.2.3 美FLUKE的電能質(zhì)量分析儀還有：

3.2.2.3.1在線式---如FT2000L；

3.2.2.3.2便攜式---如F1760專家型、1750三相電能記錄型、F1740系列三相分析型、Norma系列寬頻帶型；

3.2.2.3.3手持式---如F430系列三相分析型、F1735三相記錄型、F43B單相型、F345型。

3.2.3選用抑諧設(shè)備按前述原則，針對系統(tǒng)檢測出的諧波次數(shù)及含量選用抑諧設(shè)備，而不是事先一無所知就盲目設(shè)計選型，重蹈案例一、二之覆轍。

3.2.4調(diào)試安裝接線完畢，在相應(yīng)儀器檢測下對抑諧設(shè)備按系統(tǒng)參數(shù)進行現(xiàn)場實地調(diào)試，最好亦對兩端極端狀況作亦作調(diào)試。

3.2.5軟件當前尚無充分理由必需使用“諧波綜合治理系統(tǒng)軟件包”智能處理，或許它是此諧波綜合治理技術(shù)進一步發(fā)展、成熟后的所取。

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